二极管箝位级联多电平变换器仿真研究

二极管箝位级联多电平变换器仿真研究

1 引言

1981年由日本东芝公司的nabae等人提出的多电平功率变换技术及其思想是近来在高压大功率应用领域研究的一个热点。其一般思想是利用独立的直流电源或一系列的电容来产生较小的阶梯电压从而最终输出较高电压的交流波形。由于输出电压有很多个阶梯，从而可以使输出的电压波形具有较小的谐波和较低的dv/dt。一般说来，电平数越多，其分辨率越高，那么输出电压波形越逼近正弦波。

多电平变换器按其拓扑结构划分可分为:级联型[1]、二极管箝位型[5]和飞跃电容型多电平变换器，在这三种拓扑结构中级联型变换器由于其结构模块化等优点逐渐成为国内外在多电平研究领域的一个热点[1-4,6]。图1所示为一级联型变换器，它由两个两电平的变换器串联而成，其输出电压是合成两个逆变模块输出电压而形成的。设每个两电平变换器的直流母线电压为e，容易得到[3]图1所示的级联型变换器的输出电压共有五个电平分别为:+2e、+e、0、-e、-2e，通过实时适当地控制变换器中的开关器件来控制这两个逆变模块的输出电压，从而可以控制整个变换器的输出电压使之逼近正弦。比如可采用优化阶梯波[6]、消谐波pwm[4]等方法进行调制。

一般情况下，假设一个多电平变换器输出电平数为n，开关函数为s，那么单相输出电压可以由下式表示[2]:

其中e为最小电压分辨率，s＝0,1,…,n-1。

图1 级联多电平变换器

如图1所示的级联型变换器有五电平，即n为5，若s取0、1、2、3、4五个不同的值时，则输出电压vo分别为:-2e、-e、0、+e、+2e共五个电平。

图2为一个二极管箝位多电平变换器，设输入直流母线电压为2e，容易得到[5]输出电压vo有五个电平，由式(1)得: vo＝(s－2)e (2)

其中e为最小电压分辨率，s=0,1,2,3,4

若当s取0、1、2、3、4五个不同的值时，输出电压vo则分别为:-2e、-e、0、+e、+2e。

那么控制二极管箝位多电平变换器中每个器件的开通和关断可以使输出电压逼近正弦波形，不同的控制策略可以得到不同的效果。

图2 二极管箝位多电平变换器

图3为飞跃电容多电平变换器示意图，其基本原理与二极管箝位相同，其拓扑中的箝位电容取代二极管箝位变换器中的箝位二极管。 2 一种新型的二极管箝位级联多电平变换器

图1中所示的级联多电平变换器的理论基础是将进行了相对位移的复合两电平的变换器模型连接起来，其输出多电平波形是通过矢量合成每个变换器的输出电压而形成的。本文在这种传统的级联多电平变换器基础上提出的一种新的拓扑结构，这种新型拓扑结构的思想是将多个三电平的二极管箝位多电平变换器模型串接起来，其输出的电压是通过合成每个二极管箝位变换器的输出电压而形成的。下面以两个二极管箝位变换器模块单元串联为例来分析这种新型的拓扑结构。

图4 新型二极管箝位级联多电平变换器

如图4所示，假设每个变换器单元的直流母线输入电压为2e，那么对于逆变单元一来说，它可以输出电压vab为+2e、+e、0、-e、-2e共5个电平，同理，逆变单元二输出电压vb

c也可输出+2e、e、0、-e、-2e。通过级联，整个单相二极管箝位级联变换器的输出电压vac可以为+4e、+3e、+2e、+e、0、-e、-2e、-3e、-4e共9个电平。根据(1)式可得:

其中s=0、1、2、3、4、5、6、7、8，e为最小电平分辨率。

据上述分析，图4中所示电路的输出电压vac就可以通过开关函数s来决定其输出电压的电平等级，比如当s＝7时，vac＝+3e。表1所示为图4中的二极管箝位级联多电平变换器的输出电压及其相应开关器件的一组开关状态。

表1 开关器件开关状态表

由于每个二极管箝位变换器输出某些相应电压时的开关组合不止一种，比如逆变单元一输出＋e时可以有两种开关组合，所以上面表格所提供仅仅是一组开关状态。因为输出某些电平时开关器件的开关状态可以有多种不同的组合，所以这将给控制带来多种选择并使控制变得更加复杂，但这种冗余性可以在直流母线电容电压不平衡问题上提供解决方法，并可根据具体情况进行优化控制。

3 消谐波pwm法[4]

消谐波pwm(subharmonic pwm)是适用于多电平变换器控制的一种传统的pwm控制方法。它的基本原理是变换器的每一相使用一个正弦调制波与几个三角波进行比较。例如对于一个n电平的变换器，每相采用n-1个具有相同频率fc和相同峰－峰值ac的三角波与一个频率为fm,幅值为am的正弦波相比来控制开关器件的开关状态。为了使n-1个三角载波所占的区域是连续的，他们在空间上是紧密相连且整个载波集对称分布于零参考的正负两侧。对于图4所示的这种拓扑结构，输出电压共有9个电平，那么需要用一个正弦调制波与8个三角波进行比较,如图5所示，当当

时s=7,

时，开关状态s=8，此时变换器输出电压为,以次类推，当

。那么根据不同的开关函数的值选择相

，

时，开关状态为s=0,输出电压为

应的开关组合，如通过选择表1中的相关开关状态来控制变换器开关器件，从而使变换器的输出波形逼近正弦。

4 仿真研究

本文利用电路仿真软件saber对这种新型的二极管箝位级联多电平变换器进行了仿真研究。主电路拓扑结构采用图4中所示的单相结构，控制策略采用了消谐波pwm方法，每个逆变单元的直流母线4kv(由于本文采用的控制方法会引起母线电容不平衡，故采用两个2kv的直流电源串联作为每个逆变单元的直流母线)，负载为30ω电阻与24mh电感串联的阻感负载，载波三角波频率选为2khz。图6为逆变单元一的输出电压vab的波形，图7为逆变单元二输出电压波形，图8为逆变单元一和逆变单元二级联后合成的输出电压波形，图9为

级联合成输出电压的频谱分析，从图9中可以看到合成输出波形的主要谐波出现在开关频率2k附近，且谐波幅值相对基波幅值非常小。图10为变换器输出的负载电流的波形，图11为其频谱分析，从图11中可以看出，输出电流的谐波成分很小，通过计算，负载的电流总谐波畸变率为1.555％。 5 结论

图6 逆变单元一输出电压vab波形

图7 逆变单元二输出电压vbc波形

图8 变换器输出电压vac波形

图9 输出电压vac的频谱分析

图10 负载电流仿真波形

图11 负载电流的频谱分析

通过对这种新型拓扑结构的仿真分析，二极管箝位级联多电平变换器的输出波形几乎接近完美。虽然每个变换器单元有4kv的直流母线输出，但每个开关器件仅承受2kv的电压，而整个单相变换器的输出电压可以达到8kv左右。从以上分析可以看出，这种新型的拓扑结构不仅在波形质量上趋于完美，并且通过级联可以输出比传统级联变换器更高的电压，因此这种新型拓扑可应用在大功率，超大功率方面。不可否认，对这种新型拓扑结构的控制将是比较复杂，实现起来比较困难，但是考虑到微电子技术的飞速发展，采用dsp等高速芯片进行控制，如双dsp系统等可使这种新型的拓扑结构的控制能比较方便地实现，这是本文下一步的研究的重点。二极管箝位多电平变换器的一些问题也将会出现在这种新型的拓扑结构中，如直流母线电容电压不平衡问题等。如何实时适式地通过控制算法来解决以上问题也将是本文将继续研究的一些方向。 参考文献

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[3] peter w·hammond. medium voltage pwm drive and method[m]. u.s.patent 5 625 545, apr.1997.

[4] 吴洪洋,何湘宁. 级联型多电平变换器pwm控制方法的研究.中国电机工程学报[j]. 2001,21(8):42-46.

[5] eugene f·kea,fei wang,james m·nowak, david smith. multilevel pwm voltage source inverter control at low output frequencies[m]. u.s.patent 6 337 804 b1,jan. 2002. [6] 丁 凯,邹云屏,张 杰,张 贤. 级联多电平功率变换技术研究[j]. 电力电子技术,2002,36(2):26-28. 作者简介

丁 凯(1976-) 男 博士研究生 从事电力电子与电力拖动技术研究。