一种低静态电流、高稳定性的LDO线性稳压器

第２８卷第８期　电子与信息学报　、，ｏ１．２８Ｎｏ．８　２００６年８月　Ｊｏｕｒｎａｌ　ｏｆ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ＆Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ　Ａｕｇ．２００６　一种低静态电流、高稳定性的ＬＤＯ线性稳压器　陈东坡　何乐年　严晓浪　（浙江大学超大规模集成电路研究所杭州　３　１００２７）　摘要该文提出了一种低静态电流、高稳定性低压差（ＬＤＯ）线性稳压器。ＬＤＯ中的电流偏置电路产生３０ｎＡ的低　温度漂移偏置电流，可使ＬＤＯ的静态工作电流降低到４ｇＡ。另外，通过设计一种新型的动态Ｍｉｌｌｅｒ频率补偿结构　使得电路的稳定性与输出电流无关，达到了高稳定性的设计要求。芯片设计基于ＣＳＭＣ公司的Ｏ．５ｇｉｎ　ＣＭＯＳ混合　信号模型，并通过了流片验证。测试结果表明，该稳压器的线性调整和负载调整的典型值分别为２ｍＶ和１４ｍＶ；　输出的最大电流为３００ｍＡ：其输出压差在ｌ　５０ｍＡ输出电流，３．３Ｖ输出电压下为１７０ｍＶ：输出噪声在频率从２２Ｈｚ　到８０ｋＨｚ间为１５０ｇＶｎＭｓ。　关键词低压差线性稳压器，静态电流，稳定性，线性和负载调整　中图分类号：ＴＮ４０１，ＴＮ８６　文献标识码：Ａ　文章编号：１００９－５８９６（２００６）０８－１５２６－０４　Ａ　Ｌｏｗ－ｄｒｏｐｏｕｔ　Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ　ｗｉｔｈ　Ｌｏｗ　Ｑｕｉｅｓｃｅｎｔ　Ｃｕｒｒｅｎｔ　ａｎｄ　Ｈｉｇｈ　Ｓｔａｂｉｌｉｔｙ　Ｃｈｅｎ　Ｄｏｎｇ．ＤＯ　Ｈｅ　Ｌｅ．ｎｉａｎ　Ｙａｎ　Ｘｉａｏ—ｌａｎｇ　（Ｔｈｅ　Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ　ｏｆＶＬＳＩＤｅｓｉｇｎ，Ｚｈｅｊｉａｎｇ　Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｈａｎｇｚｈｏｕ　３　１００２７，Ｃｈｉｎａ）　Ａｂｓｔｒａｃｔ　Ａｎ　ｕｎｃｏｎｄｉｔｉｏｎａｌｌｙ　ｓｔａｂｌｅ　ｌｏｗ・ｄｒｏｐｏｕｔ　ｒｅｇｕｌａｔｏｒ　ａｎｄ　ｌｏｗ　ｑｕｉｅｓｃｅｎｔ　ｃｕｒｒｅｎｔ　ｉｓ　ｐｒｅｓｅｎｔｅｄ．Ｔｈｅ　Ｌｏｗ　ＤｒｏｐＯｕｔ　（ＬＤＯ）ｂａｓｅｄ　ｏｎ　ａ　ｈｉｇｈ　ｐｒｅｃｉｓｉｏｎ　ＣＭＯＳ　ｃｕｒｒｅｎｔ　ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ，ｗｈｉｃｈ　ｉｓ　ｃｏｍｐｒｉｓｅｄ　ｏｆ　ｓｕｂｔｈｒｅｓｈｏｌｄ　ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ　ａｎｄ　ｈａｓ　ｓｍａｌｌ　ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ　ｃｏｅｆｉｆｃｉｅｎｔ，ｐｒｏｖｉｄｅｓ　ａ　ｌｏｗ　ｑｕｉｅｓｃｅｎｔ　ｃｕｒｒｅｎｔ　ｏｆ　ａｐｐｒｏｘｉｍａｔｅｌｙ　４　．Ｆｕｒｔｈｅｒｍｏｒｅ，ｂｙ　ｕｔｉｌｉｚｉｎｇ　ｔｈｅ　ｄｅｓｉｇｎ　ｍｅｔｈｏｄ　ｏｆａｃｔｉｖｅ　Ｍｉｌｌｅｒ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ，ｔｈｅ　ｐｒｏｐｏｓｅｄ　ＬＤＯ’Ｓ　ｓｔａｂｉｌｉｔｙ　ｉｓ　ｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔ　ｏｆｔｈｅ　ｌｏａｄ　ｏｒ　ｔｈｅ　Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ　Ｓｅｒｉｅｓ　Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ（ＥＳＲ）ｏｆ　ｔｈｅ　ｏｆｆ－ｃｈｉｐ　ｃａｐａｃｉｔｏｒ．Ｔｈｅ　ｃｈｉｐ　ｄｅｓｉｇｎ　ｉｓ　ｂａｓｅｄ　ｏｎ　０．５ｇｉｎ　ＣＭＯＳ　ｍｉｘｅｄ－ｓｉｇｎａｌ　ｐｒｏｃｅｓｓ　ｏｆ　ＣＳＭＣ．Ｔｈｅ　ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ　ａｎｄ　ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ　ｒｅｓｕｌｔｓ　ｓｈｏｗ　ｔｈａｔ　ｔｈｅ　ｌｉｎｅ　ａｎｄ　ｌｏａｄ　ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎｓ　ａｒｅ　ｏｎｌｙ　２ｍＶ　ａｎｄ　１４ｍＶ’　ｒｅｓｐｅｃｔｉｖｅｌｙ．Ｔｈｅ　ｄｒｏｐｏｕｔ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｉｓ　ｏｎｌｙ　１　７０ｍＶ　ａｔ　１　５０ｍＡ　ｏｕｔｐｕｔ　ｃｕｒｒｅｎｔ　ｗｈｅｎ　ｏｕｔｐｕｔ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｉｓ　３．３Ｖ．Ｔｈｅ　ｏｕｔｐｕｔ　ｎｏｉｓｅ　ｉｓ　１　５ＣＩｇＶＲＭｓ　ｗｈｅｎ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｒａｎｇｅ　ｉｓ　ｆｒｏｍ　２２Ｈｚ　ｔｏ　８０　ｋＨｚ．　Ｋｅｙ　ｗｏｒｄｓ　Ｌｏｗ－ｄｒｏｐｏｕｔ　ｒｅｇｕｌａｔｏｒ，Ｑｕｉｅｓｃｅｎｔ　ｃｕｒｒｅｎｔ，Ｓｔａｂｉｌｉｙｔ，Ｌｉｎｅ　ａｎｄ　ｌｏａｄ　ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎ　１　引言　上的极点相互抵消的办法使系统稳定　Ｊ。但是ＥＳＲ容易受　ＤＣ／ＤＣ变换器已广泛应用于各种移动电子系统中，如移　环境，如温度等的影响，变化较大，而且输出电流也被限制　动通信终端、便携式电脑、ＰＤＡ等。而ＬＤＯ（Ｌｏｗ　ＤｒｏｐＯｕｔ）　在很小的范围内１　．５Ｊ。　线性稳压器由于具有结构简单、成本低廉、低噪声、低功耗　针对上述问题，本文设计了一种可产生３０ｎＡ低温度漂　及较小的封装尺寸等突出优点，在便携式电子产品中得到广　移电流电路【６Ｊ作为ＬＤＯ的偏置，达到了降低静态电流，提高　泛的应用　】。在便携电子产品中，丰富的功能对功耗的要求　转换效率的目的。另外，本文提出了在Ｍｉｌｌｅｒ补偿中引入一　与电池的使用时间之间的矛盾越来越突出，这就要求电源具　个可跟踪输出电流变化的零点去抵消输出极　８Ｊ的频率补　有极高的转换效率【　。】。ＬＤＯ的电源转换效率定义为　偿技术，使ＬＤＯ的稳定性与输出电流无关，提高了ＬＤＯ的　，　稳定性。芯片测试结果验证了以上设计思想。　。。％　２　ＬＤＯ线性稳压器的电路设计与性能分析　其中，ｏ　是输出电流，　为输出电压，厶为静态工作电流，　２，ｌ　ＬＤＯ线性稳压器的系统结构　为输入电压。要使转换效率提高，必须降低输入输出压差　图ｌ是ＬＤＯ线性稳压器的结构框图，由以下几个部分　和静态电流　的值。通常的ＬＤＯ静态电流的典型值　组成：电流偏置电路（ＢＩＡＳ）、带隙基准电压源（ｂａｎｄｇａｐ）、带　为４０～１００　，压差为２００￣４００ｍＶ［”。另外，稳定性也是　电流限制与短路保护（ｃｕｒｒｅｎｔ　ｌｉｍｉｔ）的误差放大器（ＥＲＲＡＭＰ）、　ＬＤＯ的关键指标。传统的ＬＤＯ采用输出电容上的　调整管（ｐａｓｓ　ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）和反馈电阻（　２）。其中电流偏置电路　ＥＳＲ（Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ　Ｓｅｒｉｅｓ　Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）来产生零点与调整管栅极　为ＬＤＯ提供低温漂、高精度的偏置电流：带隙基准为　ＥＲＲＡＭＰ提供参考电压Ｚｒｏｆ：误差放大器将输出反馈电压　Ｂ　２００５．１１－２８收到．２００６．０４．１４改回　与参考电压　ｆ进行比较，并放大其差值用来控制调整管的　维普资讯 http://www.cqvip.com

第８期　陈东坡等：一种低静态电流、高稳定性的ＬＤＯ线性稳压器　１５２７　：　ｎ（ｖｏＤ）Ｐａｓｓ　ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ　ｕ　ｌ计，本设计用　，　和　所在支路构成负反馈电路，用来　稳定　与　的Ｓ端电位　。其原理为：启动后，电容Ｃ２　上积累一定的电荷，会稳定　的栅极电压　３，假设　增　大，由于　３在Ｃ２的作用下，电压不能突变，所以流过　，　一　丰士Ｉ　ｃ伽。士ｌＩ　小。　的电流，３将随　的增大而减小；又由式（３）可知，，１也会减　可由，ｌ和　表示为　：　（７）　Ａ５　图ｌ　ＬＤＯ结构框图　Ｆｉｇ．１　Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ　ｏｆｔｈｅ　ｐｒｏｐｏｓｅｄ　ＬＤＯ　导通状态，从而得到稳定的输出　其值可表示为口１　Ｖｏｕｔ＝Ｖ　ｒｅｆｌ　十　ｊ　ＥＲＲＡＭＰ自带的电流限制电路在输出电流过大时将其限制　在固定值上；短路保护电路会在输出Ｖｏ　与地短路时，快速　关断芯片并将输出电流限制在较低的值上。　２．２电流偏置电路　静态工作电流主要是电路巾各支路到地的偏置电流之　和，为了减小静态功耗，必须降低偏置电流的大小。本文提　出了一种可以产生３０ｎＡ参考电流的偏置电路。如图２所示，　其中ＮＭＯＳ管　＿ｊ　工作在亚闽值区域；ＰＭＯＳ管　—　构成电流镜；　ｌ　，Ｃｌ和Ｃ２构成启动电路。由于Ｍ４－Ｍ６　是电流镜结构，所以有　１３：，２：，Ｉ＝Ｋ４：Ｋ６：Ｋ５　（３）　其中Ｋ４、Ｋｓ、Ｋ６为　一　的宽长比，　＿ｊ　工作在亚闽值　区域，则流过　和Ｍ２的电流可以表示为　。　Ｋ￣ＩＤｏｅｘｐ（　ｊ　㈤　唧［　］　㈣　其中１Ｄｏ为单位饱和电流，　０＝ｋｒｏ／ｑ，　是亚阈值斜率因　子，Ｋ．，Ｋ２为ＭＩ，＾　的宽长比。由式（３）、式（４）、式（５）和　ｌ＝　可以得到　ｎ（　］　㈣　在自偏电路中，　对偏置电流的稳定起决定作用。一　般的设计中用运放来构成负反馈，从而稳定ｖｓ３ｔ　。为简化设　图２所提出的电流基准电路　Ｆｉｇ．２　Ｔｈｅ　ｓｃｈｅｍａｔｉｃ　ｏｆｔｈｅ　ｃｕｒｒｅｎｔ　ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ　ｃｉｒｃｕｉｔ　从式（７）ｎ＇ｉｆ］￣ｆｆ，　会随着，ｌ减少而减少，所以　会稳定在一　固定值上，以保证输出电流的稳定。把式（４）代入式（７）可得　譬‘Ｒ　（　　４＋　５）　＼ｔｎｌ　篾］５　２　Ｊ　㈣　一　从式（８）可以看出，如果让　具有正的温度系数，就可以抵消　的温度系数。本文在　电阻中同时引入具有负温度系数的　ＰＯＬＹ电阻和具有正温度系数的ＮＷＥＬＬ电阻，并使其一次　温度系数的和正好抵消　的温度系数。所以基准电流的温度　特性，主要由两种电阻的二次温度系数决定，这是一个曲率　基本固定的抛物线。图３是电流基准随温度与电源电压变化　的曲线图。从图３中可以看到，在一４Ｏ～１５０＊Ｃ的温度范围内，　偏置电流相对于温度的变化小于２．５　。　＋　Ｄ＝２Ｖ　－＊－　Ｄ＝４Ｖ　＿ｅ＿　Ｄ＝６Ｖ　图３不同温度与电源电压下的基准电流　Ｆｉｇ．３　Ｓｉｍｕｌａｔｅｄ　ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ　ｃｕｒｒｅｎｔ　ａｔ　ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ　ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ　ａｎｄ　ｓｕｐｐｌｙ　ｖｏｌｔａｇｅ　２．３误差放大器　误差放大器设计的难点是频率补偿。一般的误差放大器　都是多极点结构，为了使系统稳定，并提供快速的环路响应，　必须对电路进行频率补偿　”。经典的ＬＤＯ设计是用外接电　容ｃ￡的ＥＳＲ在系统的开环传递函数中引入一个零点，从而　抵消一个极点的办法来达到环路稳定【】．２　Ｊ。　但是经典ＬＤＯ的频率补偿有以下几个缺点：首先，由　于主极点值与负载电阻成正比，所以输出电流的变化会改变　环路带宽　】；其次，输出电容的寄生电Ｎ（ＥＳｎ）容易受温度　等的影响，使得零点与极点的抵消失效，所以稳定性变　差［１’４．　。　针对这些缺点，本文提出了一种动态Ｍｉｌｌｅｒ频率补偿结　构口１，图４是其电路结构图。　是反馈信号，　ｆ来自带隙　基准，第１级用折叠式共源共栅放大器来提供足够大的增益；　第２级用源跟随器作为输出缓冲，使电路能驱动阻值低的负　载；采用ＰＭＯＳ晶体管％作为调整管可以看成第３级，来　提供足够低的输入输出压差；Ｒ　和ＣＦ组成反馈网络；　维普资讯 http://www.cqvip.com

１５２８　电子与信息学报　第２８卷　１　—　Ｉ　ＶＤＤ　／ＢＩＡＳ　岣　帆　如　ｃ—＿Ｊ　ｌ　　　ｉＩＬ　Ｍｚ　‘　『　）ｌ　ｌ　卜ｆ　　。　—　ｆＣｃ　ｌ。　。　曲　ｌ　Ｉ　。、　’、　ＩＩ　ｌ　：　Ｆｌ　ｌ　Ｉ．，ｌ　ＣＭ　ｌ　—¨　ｒ』　ｌＦ２ｆ　岣　’、　。　ｌ、　ｌＩＢＮ　图４本文的误差放大器电路图　Ｆｉｇ．４　Ｔｈｅ　ｓｃｈｅｍａｔｉｃ　ｏｆｔｈｅ　ｐｒｏｐｏｓｅｄ　ｅｒｒｏｒ　ａｍｐｌｉｉｆｅｒ　ＰＭＯＳ晶体管　，　ｃ，　和　构成频率补偿网络。　在图４的频率补偿中，晶体管　工作在线性区，可以　看成一个阻值随Ｍｏ栅极电压变化的线性电阻。假设其等效　电阻为ＲＭ，则　，　ｃ和ｃｌｃ可以在误差放大器的开环传递　函数中产生一个随负载变化的零点，这个零点可以用来抵消　同样随负载变化的输出极点［　。而Ｍｉｌｌｅｒ电容Ｃ　的极点分裂　作用可以将主极点移到第１级的输出上，并把一个附加极点　推向高频。　图５是误差放大器的等效小信号模型，把调整　管％看成第３级，　Ｉ－３分别是３级电路的等效跨导：　Ｉ－２　与ｃ１．２分别是第１级和第２级电路输出到地的等效电阻与电　容。ＣＩｃ和　是补偿电容，　的等效电阻　与　ｃ之和为　尺ｚ，在这里附加电阻　ｃ是因为单独的＾　不能提供足够大的　电阻来补偿和抵消输出极点。假设　Ｉ，　２，＆　３＞１；　ｃ　，　，ｃＩｃ＞＞Ｃ１．２。则从该小信号模型可以得出开环传递函　数为　１】　・Ｖ　Ｆ．（ｓ）－　（　）（１＋　＋麦］／　｛（１拇ＣＭＲ１Ｒ２ＲＬｇ，，２ｇｎｉ３＋￥２＂ＣｃＣＭＲ１Ｒｚ）　，［１＋　・（　ＣＬ＋Ｒ２Ｃ２＋Ｒ２ＲＬｇ，，，２ｇ，，３ＲＥｓＲＣＬ）　＋　Ｒ２Ｃ２Ｒ　ＣＬ　１）　（９）　其中Ａｏｃ＝ｇｍｌｇ，，，２ｇ，，，３ＲＩＲ２Ｒｔ￣，　ｚＩ＝１／ＲＥｓＲＣＬ，　ｚ２＝　１／ＲｚＣｃ。假设ＲＥｓＲ很小，则式（９）可以简化为　Ｖ　Ｆ・＋Ｂ（ｓ）＝Ａｒｃ（　・ＲｚＣｃ）（１＋ｓ＂ＲＥＳＲＱ）／　【（１＋　，ＣＭＲＩＲ２ＲＬｇ，，２ｇ，，３）（１＋　・Ｃｃ　／Ｒ２ＲＬｇ，，２ｇ，，３）　‘（１＋Ｓ‘Ｒ２Ｃ２）（１＋Ｓ－ＲＬＣＬ）】０ｏ）　图５所提出的误差放大器的小信号模型　Ｆｉｇ．５　Ｔｈｅ　ｓｍａｌｌ　ｓｉｇｎａｌ　ｍｏｄｅｌ　ｏｆｔｈｅ　ｐｒｏｐｏｓｅｄ　ｅｒｒｏｒ　ａｍｐｌｉｉｆｅｒ　由于ＭｉＩｌｅｒ电容ｃ　的极点分裂作用，极点　２＝　２ｇ朋３／ｃＩｃ　被推至单位增益带宽以外：通过仔细设　计　＝１／　也被推至单位增益带宽外，所以不影响系统　的稳定。而零点　＝１／　ｚＣｃ＝１／（Ｒ　＋Ｒｃ）Ｃｃ，Ｒ　随　栅极电压的增大而增大，而栅极电压的增大是由于负载电阻　的增大造成的，所以　ｚ可以动态跟踪皿变化，零点０）２２可　与动态的极点　４＝１／（Ｒ￡　ＣＬ）相互抵消，从而使系统在单位　增益带宽内只剩下一个主极点和一个位于左半平面的零　点　”。图６是仿真得到的环路增益频率响应曲线，从图６　中可以看到，在负载电流从０到１５０ｍＡ变化，相位裕度都　大于６５。。在输出电流为１５０ｍＡ时，增益为７２ｄＢ，可以满　足ＬＤＯ对误差放大器增益的要求。　竺　！：！　！竺！：！竺！！：：：　！　＋ｌｏｕｔ－ｏｔｒ．＾广商雨厂■而　｝　－ｌ￥ＯｍＡ广锚丽广丽赢葡　Ⅲ－ｏ．’ｌ＾ｒ＿两丽厂　ｌｏｕｔ－ｌ５ｏ．’ｌ＾ｒ＿丽　广　ｉｉ　＾曼｛，　￡＿＿！　图６在不同输出电流下的环路增益　Ｆｉｇ．６　Ｔｈｅ　ｓｉｍｕｌａｔｅｄ　ｌｏｏｐ　ｇａｉｎ　ａｇａｉｎｓｔ　ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ　ｏｕｔｐｕｔ　ｃｕｒｒｅｎｔ　３　测试结果　该电路芯片采用ＣＳＭＣ的０．５ｇｍ　ＣＭＯＳ混合信号工艺　模型。图７是该ＬＤＯ芯片的显微照片，其尺寸为　９６０ｘ７７０ｇｍ　。该稳压器的输入电压范围为２～６Ｖ：输出电压　为１，２－３．５Ｖ；输出电流的最大值为１　５０ｍＡ。图８是测试得到　的静态电流随输入电压变化的曲线。从图８中可以看到，在　输入电压为３Ｖ时，其静态电流仅为３．６ｇａ。　为了验证所设计的ＬＤＯ的稳定性，用波形发生器　（Ａｇｉｌｅｎｔ　３３２２０Ａ）、直流电源（Ａｇｉｌｅｎｔ　Ｅ３６３１Ａ）和四通道示波器　（Ｔｅｋｔｒｏｎｉｘ　ＴＤＳ　２０２４）ｉ￣，Ｕ试分析了芯片的线性瞬态响应和负载　瞬态响应。在测试时，输出电容为ｌｇＦ的陶瓷电容，负载使　用电阻代替，用一个ＮＭＯＳ开关管来得到负载的阶跃响应。　５　一、｛４　一一　／　ｌ　３　／　８　芎２　Ｊ　量１　／　０　１　２　３　４　５　６　Ｉｎｐｕｔ　ｖｏｌｌａｇｅ（Ｖ）　图７　ＬＤＯ显微照片　图８静态电流ＶＳ．输入电压　Ｆｉｇ．７　Ｍｉｃｒｏｇｒａｐｈ　ｏｆＬＤＯ　Ｆｉｇ．８　Ｍｅａｓｕｒｅｄ　ｑｕｉｅｓｃｅｎｔ　ｃｕｒｒｅｎｔ　ＶＳ　ｉｎｐｕｔ　ｖｏｌｔａｇｅ　维普资讯 http://www.cqvip.com

第８期　陈东坡等：一种低静态电流、高稳定性的ＬＤＯ线性稳压器　１５２９　在负载从１—１５０ｍＡ阶跃变化时，得到图９所示的负载瞬态　响应，如图９中所示，建立时间小于５０１ａｓ，输出电压跳变小　于７５ｍＶ。在电源电压从４－６Ｖ阶跃变化时，得到图１０所示　的线性瞬态响应，其输出电压跳变小于５ｍＶ。从图９和图　１Ｏ可以看出，电路具有优异的稳定特性，在各种瞬态响应时，　都不会发生振荡，建立时间快，输出电压跳变小，这些都是　因为该ＬＤＯ具有先进的频率补偿，并具有高度的稳定性。　表１总结了该ＬＤＯ的各项性能。　Ｉ＝３　３　Ｉ　Ｆ！　＾　～５　ｌ，ｄｉｑ）’　Ｉ、　Ｉ　『０　：ｌ　１奶　１　１　ｌ　Ｔｉｍｅ（５０／￣ｓｄｄｉｖ）Ｔｉｍｅ（２５０／￣ｓ／ｄｉｖ）　图９负载瞬态响应　图ｌＯ线性瞬态响应　Ｆｉｇ．９　Ｍｅａｓｕｒｅｄ　ｌｏａｄ　Ｆｉｇ．１　０　Ｍｅａｓｕｒｅｄ　ｌｉｎｅ　ｔｒａｎｓｉｅｎｔ　ｒｅｓｐｏｎｓｅ　ｔｒａｎｓｉｅｎｔ　ｒｅｓｐｏｎｓｅ　表ｌ　ＬＤＯ性能总结表　Ｔａｂ．１　Ｓｕｍｍａｒｙ　ｏｆｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ　ｏｆｔｈｅ　ｐｒｏｐｏｓｅｄ　ＬＤＯ　工艺　Ｏ．５ｐｒｎ　ＣＭＯＳ　２Ｐ２Ｍ　芯片面积　９６０ｘ７７０Ｂｍ０　输出电压　１．２～３．５Ｖ　线性调整　２ｍＶ＠　．．．＋０．５＜　＜６　负载调整　１４ｍＶ＠０＜１ｏ　ｔ＜１５０ｍＡ　静态电流　４ｋｔＡ　输入输出压差　１７０ｍＶ＠　．＝３．３Ｖ，，　．＝１５０ｍＡ　ＰＳＲＲ　～５０ｄＢ＠ｌｋＨｚ，Ｖｏ　ｔ＝３．３Ｖ，，。ｍ＝１０ｍＡ　噪声　１　５０ｋｔＶａＭｓ＠产２２Ｈｚ　ｔＯ　８０ｋＨｚ　４　结束语　本文设计了一种低静态电流、高稳定性ＬＤＯ线性稳压　器。其中的电流偏置电路能产生３０ｎＡ的低温度漂移偏置电　流，有效地降低了ＬＤＯ的静态工作电流到４ｒｔｎ。另外，通　过采用一种新型的动态Ｍｉｌｌｅｒ频率补偿结构使电路的稳定性　与输出电流无关，提高了ＬＤＯ的稳定性。电路设计基于　ＣＳＭＣ公司的０．５１ａｍ　ＣＭＯＳ混合信号模型，并通过了流片验　证。测试结果表明，该稳压器的线性调整和负载调整的典型　值分别为２ｍＶ和ｌ４ｍＶ，输出的最大电流为３００ｍＡ，其输　出压差在ｌ５０ｍＡ负载电流，３．３Ｖ输出电压下为ｌ７０ｍＶ。输　出噪声在频率从２２Ｈｚ到８０ｋＨｚ问为１５０１ａＶＲＭｓ。　参考文献　Ｌｅｕｎｇ　Ｋ　Ｎ，Ｍｏｋ　Ｐ　Ｋ　Ｔ．Ａ　ｃａｐａｃｉｔｏｒ－ｆｒｅｅ　ＣＭＯＳ　ｌｏｗ－ｄｒｏｐｏｕｔ　ｒｅｇｕｌａｔｏｒ　ｗｉｔｈ　ｄａｍｐｉｎｇ－ｆａｃｔｏｒ－ｃｏｎｔｒｏｌ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ．　１ＥＥＥＪｏｕｒｎａｌ　ｏｆＳｏｌｉｄ－Ｓｔａｔｅ　Ｃｉｒｃｕｉｔｓ，２００３，３８（１Ｏ）：１６９１－１７２０．　［２】　Ｌｅｕｎｇ　Ｋ　Ｎ，Ｍｏｋ　Ｐ　Ｋ　Ｔ，Ｋｉ　Ｗ　Ｈ．Ａ　ｎｏｖｅｌ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ　ｆｏｒ　ｌｏｗ－ｖｏｌｔａｇｅ　ｌｏｗ－ｄｒｏｐｏｕｔ　ｒｅｇｕｌａｔｏｒ．　ＩＥＥＥ　Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ　ｏｎ　Ｃｉｒｃｕｉｔｓ　ａｎｄ　Ｓｙｓｔｅｍｓ，Ｆｌｏｒｉｄａ：　Ｏｒｌａｎｄｏ，Ｍａｙ　１９９９，Ｖｏ１．５：１０２－１０５．　［３】　Ｋｗｏｋ　Ｋ　Ｃ，Ｍｏｋ　Ｐ　Ｋ　Ｔ．Ｐｏｌｅ－ｚｅｒｏ　ｔｒａｃｋｉｎｇ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ　ｆｏｒ　ｌｏｗ　ｄｒｏｐｏｕｔ　ｒｅｇｕｌａｔｏｒ．ＩＥＥＥ　Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ　ＯＩ１　Ｃｉｒｃｕｉｔｓ　ａｎｄ　Ｓｙｓｔｅｍｓ，Ａｒｉｚｏｎａ：Ｓｃｏｔｔｓｄａｌｅ，Ｍａｙ　２００２．ｖｏ１．４：７３５－７３８．　［４】　Ｒｉｎｃｏｎ・Ｍｏｒａ　Ｇ　Ａ，Ａｌｌｅｎ　Ｐ　Ａ．Ａ　ｌｏｗ－ｖｏｌｍｇｅ，ｌｏｗ　ｑｕｉｅｓｃｅｎｔ　ｃｕｒｒｅｎｔ。ｌｏｗ　ｄｒｏｐ－ｏｕｔ　ｒｅｇｕｌａｔｏｒ．１ＥＥＥ　ｏｆ　Ｓｏｌｉｄ－Ｓｔａｔｅ　Ｃｉｒｃｕｉｔｓ，　１９９８，３３（１）：３６＿＿４４．　［５】　Ｃｈａｖａ　Ｃ　Ｋ，Ｓｉｌｖａ－Ｍａｒｔｉｎｅｚ　Ｊ．Ａ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ　ｓｃｈｅｍｅ　ｏｆｒ　ＬＤＯ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｒｅｇｕｌａｔｏｒｓ．ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．ｏｎ　Ｃｉｒｃｕｉｔｓ　Ｓｙｓｔ．Ｉ：　ｒｅｇｕｌａｒｐａｐｅｒ，２００４，５１（６）：１０４１－１０５０．　［６】　Ｌｅｅ　Ｃ　Ｋ，Ｐａｒｋ　Ｈ　Ｊ．Ａｌｌ－ＣＭＯＳ　ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ　ｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔ　ｃｕ￣ｅｎｔ　ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ．ＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＬｅｔｔｅｒｓ，１９９６，３２（１４）：１２８Ｏ－１２８１．　［７】　Ｌｅｕｎｇ　Ｋ　Ｎ，Ｍｏｋ　Ｐ　Ｋ　Ｔ．Ａｎａｌｙｓｉｓ　ｏｆ　ｍｕｌｔｉｓｔａｇｅ　ａｍｐｌｉｉｆｅｒ－ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ．１ＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．ｏｎ　Ｃｉｒｃｕｉｔｓ　Ｓｙｓｔ．　Ｉ：Ｆｕｎｄ．ＴｈｅｏｒｙＡｐｐ１．，２００１，４８（９）：１０４１—１０５６．　［８】　Ｒａｚａｖｉ　Ｂ．Ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　Ａｎａｌｏｇ　ＣＭＯＳ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔｓ．Ｂｏｓｔｏｎ，　ＭＡ：ＭｃＧｒａｗ－Ｈｉｌｌ，２００１：３６１—３７１．　［９】　Ｒｉｎｃｏｎ　Ｇ　Ａ．Ａｃｔｉｖｅ　ｃａｐａｃｉｔｏｒ　ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ　ｉｎ　Ｍｉｌｌｅｒ　ｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｄ　ｃｉｒｃｕｉｔｓ．１ＥＥＥＪ．ｏｆＳｏｌｉｄ－ｓｔａｔｅ　Ｃｉｒｃｕｉｔｓ，２０００，３５（１）：２６－３２．　［１０】　Ｔｈａｎｄｒｉ　Ｂ　Ｋ，Ｓｉｌｖａ－Ｍａｒｔｉｎｅｚ　Ｊ．Ａ　ｒｏｂｕｓｔ　ｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄ　ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ　ｓｃｈｅｍｅ　ｏｆｒ　ｍｕｌｔｉｓｔａｇｅ　ｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌ　ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃ【ａｎｃｅ　ａｍｐｌｉｉｆｅｒｓ　ｗｉｔｈ　ｎｏ　Ｍｉｌｌｅｒ　ｃａｐａｃｉｔｏｒｓ．ＩＥＥＥ　ｏｆ　Ｓｏｌｉｄ－Ｓｔａｔｅ　Ｃｉｒｃｕｉｔｓ，２００３，３８（２）：２３７—２４３．　Ｆａｎ　Ｘｉａｏｈｕａ，Ｍｉｓｈｒａ　Ｃ　Ｓｉｎｇｌｅ　Ｍｉｌｌｅｒ　ｃａｐａｃｉｔｏｒ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ　ｆｏｒ　ｌｏｗ－ｐｏｗｅｒ　ｍｕｌｔｉｓｔａｇｅ　ａｍｐｌｉｉｆｅｒｓ．　ＩＥＥＥ　ｏｆＳｏ，ｉｄ－Ｓｔａｔｅ　Ｃｉｒｃｕｉｔｓ，２００５，４Ｏ（３）：５８４－５９２．　陈东坡：　男，ｌ９８０年生，博士生，　研究方向为数模混合集成电　路设计．　何乐年：　男，１９６２年生，　教授，博士生导师，研究方向为半导　体器件与模拟集成电路设计．　严晓浪：　男，１９４７年生，教授，博士生导师，浙江大学信息学院　院长，浙江大学电气工程学院院长，浙江大学超大规模　集成电路设计研究所所长，主要从事系统级芯片的教学　与科研工作．