基于单片机MSP430的逆变电源系统设计

基于MP430单片机的逆变电源变换器

摘要：本系统DC-AC模块采用全桥变换拓扑，以作MSP430单片机为控制核心， 采用SPWM控制技术实现逆变开关电源的稳压。本逆变开关稳压电源是以MSP430F149为控制核心，实现了输出电压与给定参考电压频率、相位同步，欠压、过流保护，欠压保护的自动恢复等功能，且具有LCD屏幕显示，界面友好。本装置主电路拓扑采用全桥逆变电路，采用倍频SPWM调制方式，频率跟踪使用软件锁相实现。本装置性能良好，输出波形THD小于2%，欠压保护动作电压25.02V，过流保护动作电流1.50A，效率达84%以上。

关键字：SPWM MPS430 PLL 频率跟踪 全桥 欠压过流保护

一、 设计任务与要求

逆变系统装置，输出波形THD小于2%，欠压保护动作电压10.00V，过流保护动作电流1.50A，效率达84%以上。

二、 方案论证 2.1整体方案选择

方案一：采用频率调节芯片SA8382或SA8281来直接产生SPWM波，控制全

桥，实现频率相位和调制度的数字调节。此方案硬件结构简单，调节精度很高。但此类调节芯片价格极高，性价比较低，与此电子设计的宗旨不符。

方案二：采用NE555产生三角波与单片机通过D/A产生的正弦波通过比较器TLV3501，产生SPWM波，控制全桥。此方案所用器件简单，性价比高，但这种直接通过模拟电路产生SPWM的方式 虽然可行，但其控制比较困难，且需要大量的数据分析来得到准确的控制数据，实现起来比较困难。

方案三：采用低端单片机MSP430中的定时器和比较匹配机制来产生SPWM波控制全桥，此方案可产生高频率的SPWM波，且是数字控制 ,精度高调节快，干扰小。MSP430既有足够的能力既控制系统，又能产生高频高质量的SPWM，因此可以采用两片mega16实现主从控机的拓扑结构，达到两者兼顾的目的。

基于以上比较决定选用方案三，采用单片机MSP430控制全桥。

2.2同频同相的测量控制方法

方案一：通过A/D不断对参考波形和反馈波形采样，并分别得到两种波的幅 值并记录得到幅值的时刻，根据这些时刻值可以计算出两种波的频率，通过单片机控制调节SPWM（等效于调节调制波的频率），使参考波形和反馈波形相同，并以此原理调节二者的相位。此方案，对A/D要求较高，且需要存储的数据较多； 方案二：将参考信号通过通过比较器，整成方波，通过单片机的中断功能和计数器的使用来测得周期，同理可对反馈信号进行测量，当其频率调整到相同时，通过这种方法可以测得二者的相位差，通过单片机控制调节输出的SPWM波，可以实现频率和相位的跟踪；此法简单可靠节省A/D资源，且准确度较高。 基于以上比较，方案二节省资源，且更易于实施，我们选择方案二。 2.2 系统总体设计

本逆变开关稳压电源是以MSP430F149为控制核心，实现了输出电压与给定参考电压频率、相位同步，欠压、过流保护，欠压保护的自动恢复等功能，且具有LCD屏幕显示，界面友好。本装置主电路拓扑采用全桥逆变电路，采用倍频SPWM调制方式，频率跟踪使用软件锁相实现。

系统框图如图3所示。

输入电压过流保护DC-AC全桥逆变器输出电压输入电压采样SPWM波驱动及欠压保护输出电压同频检测采样电压频率显示MSP430单片机

图3 系统原理框图

三、硬件系统设计与参数计算

3.1全桥逆变电路

逆变电路拓扑选择全桥电路，使用双极性SPWM进行控制，输出正弦波形。全桥逆变电路如图3.1 所示，由两个功率MOSFET组成的桥臂加上一个LC滤波器组成。

图3.1 全桥逆变电路

在小功率场合，功率MOSFET以其更快的开关速度和更小的通态损耗而受到青睐。本系统即采用功率MOSFET作为全桥逆变电路的功率开关。

逆变桥每个MOSFET承受的最大电压理论上为电源电压，考虑到硬开关过程不可避免的电压过冲，需要留一定裕量，取1.5倍电源电压，即

1.5US90V

题目要求过流保护点Io=1.50.2A，此时开关管流过最大电流约为

1.5224.24A

根据上述条件，并尽量减小通态损耗和成本，我们选择了IRF540，IRF540的源漏极击穿电压为100V，源漏极可流过最大电流28A（Tc=25℃），符合要求，且通态电阻只有0.077Ω，导通损耗很小。滤波电感采用环形铁硅铝磁芯绕制。

3.2开关管驱动电路

功率MOSFET的驱动电路选用IR公司的芯片IR2110，电路如图3.2所示。相比与用分立元件搭的驱动电路，选用IR2110芯片构成的驱动电路外围电路简单，可以驱动一个桥臂上下两个功率MOSFET，可靠性高。

图3.2 开关管驱动电路

3.3 反馈采样电路及峰值检测电路

采样电路：采样电为电压采集与电流采集电，采样电路图如图3.3所示。其中反馈信号通过一个电压跟随器，和稳压管，即达到反馈信号的采集，也可以保护单片机的AD采集口。

参考正弦波整形电路如图3.3所示，该电路将参考正弦波整成方波，然后送给单片机的AD采集口用来实现同频算法。

图3.3 参考正弦波整形电路3．4

峰值检测电路：参考峰值检测电路如图3.4所示，该电路将输出正弦波整成峰值，然后送给单片机的AD采集口用来实现电压峰值检测算法。

图3.4 峰值检测电路

3.4输出滤波器

输出滤波器采用LC滤波。参数计算[1]如下 （1）Lf参数

电感电流纹波最大值：

iLmaxUd4LffS，由此可得LfUd4iLmaxfS，其中倍频之后等效开关频率fS=40kHz。

关于等效开关频率的选择请见2.2节。 一般地，iLmax应满足下式要求：

iLmax15%2PomaxUo，其中Pomax为逆变器最大输出功率，Uo为输出电压有效

值。

A，依题目要求，Pomax30W，Uo15V，Ud30V，得到iLmax0.4Lf0.47mH。

为降低THD，取Lf2mH。 （2）Cf参数

根据LC截止频率确定滤波电容Cf的容值：

12LCfS10，Cf1004fLf22S

得到Cf0.79uF。为了抑制低次谐波，Cf一般取理论值的5～7倍左右。 取Cf10uF。 2.1.2 输入解耦电容

由于本系统输出基本恒定的直流电流，而输出工频交变的交流电流，因此需要在直流输入端Ud并联较大的解耦电容Cin。通过Cin不断吞吐电荷，维持Ud基本保持不变。由于Cin流过工频交流电流，因此Rs与Cin组成RC环节的时间常数应远大于工频。

12RsCin50HzCin123.143050106uF

选取Cin2200uF。

四、软件设计

4.1 软件设计平台及实现方法

TI公司最新推出的msp430f149定点16位单片机芯片，msp430f149提供了强大的计算能力，最高运行速度可达8Mhz, 12位模数转换器(ADC)。利用单片机msp430f149的定时器B模块中的全比较单元，可以方便地产生6路PWM波。载波的频率（开关频率）由定时器的定时周期和计数模式决定。设置定时器T1工作方式为连续增减计数模式，在这种计数模式下，定时器计数周期是载波周期的二分之一，在T1不断计数的同时，全比较单元也随时将比较寄存器 CMPRx (x=1，2，3)的值与计数器的值进行比较，当数值匹配的时候，引脚PWMx信号产生翻转，在T1向上和向下计数的时候，数值匹配分别发生一次，即在一个周期内翻转两次，产生对称的PWM信号。只要在每个脉冲周期根据在线计算改写比较寄存器的值，就可实时改变脉冲占空比。msp430f149利用比较单元和PWM电路产生的对称PWM波形如图1所示。

定时器（PWM）周期1定时器的值PWMX（低有效）死区PWMX+1（高有效）

图1 利用比较单元和PWM电路产生的对称PWM波形

一般SPWM波形的产生有以下几种方法：自然采样法、等效面积法、规则采样法、低次谐波消去法等。针对msp430f149的硬件特点，采用对称规则采样法输出SPWM波。

对称规则采样法是从自然采样法演变而来的，它由经过采样的正弦波（实际上是阶梯波）与三角波相交，由交点得出脉冲宽度。这种方法只在三角波的顶点或底点位置对正弦波采样而形成阶梯波。对称规则采样法原理图如图2所示。

若以单位量1代表三角载波的幅值Uc，则正弦调制波的幅值Ur就是调制比a。图中的三角波和正弦波都是经过向上平移单位量1得到的，与过横坐标轴得到的结果一致。利用底点采样，根据相似三角形原理，可得如下关系式：

1asintD2 （1） /2Tc/2式中：a是调制比，0a1；为正弦信号波角频率；tD为在三角波的负峰对正弦信号波的采样时刻；是A相开通时刻脉冲宽度；Tc为三角波载波周期。因此可得A相开通时

刻的脉冲宽度：

Tc(1asintD)/2 （2）

tD(k3/4)2/N （k=0，1，2….N-1） （3）

式中：N为载波比，2/N三角波周期Tc所对应的弧度，K为一个周期内采样计数值。

由以上分析得比较单元1的比较寄存器的值为（以A相为例）：

CMPR1T1PR/2Tt （Tt为通用定时器B的时钟周期） （4）

4.2程序流程图、实现功能

开始时钟块初始化ADC块初始化定时器A/B块初始化计算反馈电压计算频率误差电压=给定电压-反馈电压LCD显示PID调节改变SPWM占空比

闭环控制采用PID算法，通过对给定电压与反馈电压的比较，调节输出电压，使输出电压稳定。SPWM波的输出通过查表法，采用定时器B的比较单元实现。定时器工作在增减模式，类比成规则采样法的载波，调制波和载波比较的点用定时器的比较点实现，载波比200，则SPWM波频率为10K。

五、系统测试及结果分析

按上述设计，搭建了一个，经调试后工作正常MP430单片机的数字式逆变变换器，并进行了测试。 5.1主要测试使用仪器

示波器：TDS1012B-SC

数字万用表：UT56 MULTIMETER 直流稳压电源：MPS-3005L-3 5.2测试数据及性能分析

（1）测试项目一：电源电压调整率

测试条件(

f90kHzRL50) Vout(V) 4.991 4.991 4.991 Vin13V Vin12V Vin11V 由测试数据可得电压调整率为0.075％。 （2）测试项目二：负载调整率

表6.1不同负载的输出电压变化 测试条件(f90kHzV0UT5V) Vout(V) 30.0 30.0 30.0 30.0 RL10 Vin12V RL610 RL560 RL510 由测试数据可得负载调整率为0％。

（3）测试项目三：输出纹波测试

图4.1当 Vin18V,RL510时的纹波测量（此时纹波为400mV） （4）测试项目四：效率

Vin18V,RL510

Vin17V,Iin0.134A,PinVinIin2.278WVout30V,Iout0.590A,PoutVoutIout1.7647W

PoutPin1.76472.278

77.47％六、总结

本基于MP430单片机的数字式全桥逆变变换器开关电源模块供电系统结构简单，功能齐全，全部指标已经基本达到题目的要求。还带有过流保护功能，使系统安全可靠。

由于时间紧张，本系统还有一些不足之处，单片机的控制精度、系统效率还需要继续提高和改善。

参考文献 附录

1. 系统的电路原理图 3. 测试波形

4．原器件清单 5．程序清单