LED驱动电源的研究与设计

学校代码：１０２５５作者学号：２１２１１５７ＬＥＤ驱动电源的研究与设计ＳｔｕｄｙａｎｄＤｅｓｉｇｎｏｆＬＥＤＤｒｉｖｅｒ学科专业：控制工程论文作者：韩少韦指导老师：葛华勇答辩日期：２０１４年０５月东华大学学位论文原创性声明本人郑重声明：我恪守学术道德，崇尚严谨学风。所呈交的学位论文，是本人在导师的指导下，独立进行研究工作所取得的成果。除文中已明确注明和引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的作品及成果的内容。论文为本人亲自撰写，我对所写的内容负责，并完全意识到本声明的法律结果由本人承担。学位论文作者签名：专和多咖日期：弘Ｉ妒年口箩月东华大学学位论文版权使用授权书学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，同意学校保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅或借阅。本人授权东华大学可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。保密口，在本学位论文属于年解密后适用本版权书。不保密瓯学位论文作者签名：瓤移步指导教师签名：葛华身日期：≯ｌ咋年６月户日日期：）’ｆ牛年巧月ＬＥＤ驱动电源的研究与设计ＬＥＤ驱动电源的研究与设计摘要随着全球资源的短缺，人们节能环保的意识日益提升，作为节能环保的ＬＥＤ照明越来越受到市场的青睐。ＬＥＤ是一种半导体发光器件，由于其结构特点，因此它不会和传统灯泡一样容易产生灯丝发光易烧、热沉积、光衰等情况。ＬＥＤ灯的优点之一是寿命长久，一般为传统白炽灯的十倍以上。从２０１２年１０月开始，国家将按照计划逐步停止进口和销售普通白炽灯。通过国家补贴加快ＬＥＤ照明普及的步伐。因为目前市场上ＬＥＤ照明灯的价格是普通白炽灯的几倍甚至十几倍，所以尚未被普通民众广泛接受。但随着ＬＥＤ相关技术的不断提高，ＬＥＤ照明的成本势必会降低，从而为更多的老百姓所接受。虽然现阶段ＬＥＤ照明产品还不是很完美，ＬＥＤ照明行业发展也并不完善，但随着政府政策的支持，以及越来越多大型企业和高端人才进入这个行业，ＬＥＤ技术会越来越成熟，ＬＥＤ照明普及也将是大势所趋。现在看来制约ＬＥＤ发展的一个技术瓶颈是ＬＥＤ驱动电源，因为ＬＥＤ驱动电源相当于ＬＥＤ照明的心脏，ＬＥＤ驱动电源的好坏直接影响着ＬＥＤ灯的光效和寿命。开发出低成本、高效率的ＬＥＤ驱动电源是十分必要的。本文从ＬＥＤ驱动电路的设计成本和效率等方面综合考虑，设计开发了一款两级驱动拓扑的ＬＥＤ驱动电源。论文根据ＬＥＤ的电气特性作和驱动方式，选择确定了课题的设计方案，即功率因数校正拓扑采用Ｂｏｏｓｔ电路，后级拓扑采用ＬＣＣ谐振电路，并选取恩智浦公司的ＵＢＡ２０１３芯片进行控制。其次阐述了进行功率因数校正的必要性，并系统得介绍了功率因数校正中Ｂｕｃｋ、Ｂｕｃｋ．Ｂｏｏｓｔ、Ｂｏｏｓｔ功率拓扑的工作原理。研究了驱动芯片配合Ｂｏｏｓｔ功率拓扑的工作方式，对所用拓扑中输出滤波电容、Ｂｏｏｓｔ电感、ＭＯＳＦＥＴ开关管、输出二极管等主要工作器件参数进行了设计选择。然后通过对后级拓扑ＬＣＣ谐振变换电路工作原理中各种工作模式的详细分析与研究，给出了ＬＣＣ谐振变换器中谐振电感、谐振电容等参数的设计方案。随后提及了ＬＥＤ驱动电源设计中关键的电磁兼容性问题，分析了传导干扰中的共模干扰和差模干扰，通过对两种干扰工作原理的分析，设计了电磁干扰滤波器。也给出了抑制辐射干扰的一些设计。最后在前面研究分析的基础上设计了一个Ｂｏｏｓｔ＋ＬＣＣ两级拓扑的ＬＥＤ驱动电源样机。经过接通ＬＥＤ负载，给出了整机的测试结果，其中包括测试性能、ＬＥＤ驱动电源的实物图、主要波形、ＥＭＩ测试结果等。通过测试结果验证了本设计的理论分析的正确性和系统方案的可行性和可靠性。关键字：ＬＥＤ驱动；功率因素校正；谐振电路；电磁兼容ｌ蓉季乏学ＬＥＤ驱动电源的研究与设计ＩＩ蓉季走学ＬＥＤ驱动电源的研究与设计ＳｔｕｄｙａｎｄＤｅｓｉｇｎｏｆＬＥＤＤｒｉｖｅｒＡＢＳＴＲＡＣＴＷｉｔｈｔｈｅｓｈｏｒｔａｇｅｏｆｇｌｏｂａｌｒｅｓｏｕｒｃｅｓ，ｔｈｅｒｉｓｉｎｇｏｆｐｅｏｐｌｅ’Ｓａｗａｒｅｎｅｓｓａｂｏｕｔｅｎｅｒｇｙｓａｖｉｎｇ，ｅｎｅｒｇｙｓａｖｉｎｇＬＥＤｌｉｇｈｔｉｎｇｓｉｓｍｏｒｅａｎｄｍｏｒｅｆａｖｏｒｅｄｂｙｔｈｅｍａｒｋｅｔ．ＬＥＤｉｓａｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒｌｉｇｈｔ—ｅｍｉｔｔｉｎｇｄｅｖｉｃｅ，ｂｅｃａｕｓｅｏｆｉｔｓｓｔｒｕｃｔｕｒａｌｆｅａｔｕｒｅｓ，ｉｔｗｉｌｌｎｏｔｌｉｋｅｔｈｅｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌｌｉｇｈｔｂｕｌｂｔｏｐｒｏｄｕｃｅｈｅａｔｄｅｐｏｓｉｔｉｏｎａｎｄｆｉｌａｍｅｎｔｌｉｇｈｔｅａｓｙｔｏｂｕｒｎ，ｔｈｅｌｉｇｈｔｆａｄｅｓａｎｄＳＯｏｎ．ＯｎｅｏｆｔｈｅａｄｖａｎｔａｇｅｓｏｆＬＥＤｌｉｇｈｔｓｉｓｉｔｓｌｏｎｇｌｉｆｅ，ｔｙｐｉｃａｌｌｙｔｅｎｔｉｍｅｓｍｏｒｅｔｈａｎｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌｉｎｃａｎｄｅｓｃｅｎｔ．ＢｅｇｉｎｎｉｎｇｉｎＯｃｔｏｂｅｒ２０１２，ｔｈｅｓｔａｔｅｗｉｌｌｇｒａｄｕａｌｌｙｐｌａｎｔｏｓｔｏｐｔｈｅｉｍｐｏｒｔａｔｉｏｎａｎｄｓａｌｅｏｆｏｒｄｉｎａｒｙｉｎｃａｎｄｅｓｃｅｎｔｌａｍｐｓ．ＡｃｃｅｌｅｒａｔｅｔｈｅｐａｃｅｏｆＬＥＤｌｉｇｈｔｉｎｇｐｏｐｕｌａｒｉｔｙｔｈｒｏｕｇｈｓｔａｔｅ’Ｓｓｕｂｓｉｄｉｅｓ．ＢｅｃａｕｓｅｔｈｅｐｒｉｃｅｏｆＬＥＤｌｉｇｈｔｓｉｎｃｕｒｒｅｎｔｍａｒｋｅｔｉｓｔｉｍｅｓｏｒｅｖｅｎｔｅｎｔｉｍｅｓａｓｔｈｅｏｒｄｉｎａｒｙｉｎｃａｎｄｅｓｃｅｎｔ，ｉｔｈａｓｎｏｔｂｅｅｎｗｉｄｅｌｙａｃｃｅｐｔｅｄｂｙｔｈｅｇｅｎｅｒａｌｐｕｂｌｉｃ．Ｈｏｗｅｖｅｒ，ｗｉｔｈｔｈｅｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔｏｆＬＥＤｒｅｌａｔｅｄｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ｔｈｅｃｏｓｔｏｆＬＥＤｌｉｇｈｔｉｎｇｉｓｂｏｕｎｄｔｏｂｅｒｅｄｕｃｅｄ，ＳＯｔｈａｔｍｏｒｅｐｅｏｐｌｅｗｉｌｌａｃｃｅｐｔ．ＡｌｔｈｏｕｇｈａｔｔｈｉｓｓｔａｇｅＬＥＤｌｉｇｈｔｉｎｇｐｒｏｄｕｃｔｓｉｓｎｏｔｐｅｒｆｅｃｔ，ｔｈｅｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｏｆＬＥＤｌｉｇｈｔｉｎｇｉｎｄｕｓｔｒｙｉｓａｌｓｏｎｏｔｐｅｒｆｅｃｔ，ｂｕｔｗｉｔｈｔｈｅｓｕｐｐｏｒｔｏｆｇｏｖｅｒｎｍｅｎｔｐｏｌｉｃｙ，ａｎｄａｇｒｏｗｉｎｇｎｕｍｂｅｒｏｆｌａｒｇｅｅｎｔｅｒｐｒｉｓｅｓａｎｄｈｉｇｈ—ｅｎｄｔａｌｅｎｔｔｏｅｎｔｅｒｔｈｅｉｎｄｕｓｔｒｙ，ＬＥＤｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙｗｉｌｌｂｅｍｏｌｅｍａｔｕｒｅ，ＬＥＤｌｉｇｈｔｉｎｇｗｉｌｌａｌｓｏｂｅａｕｎｉｖｅｒｓａｌｔｒｅｎｄ．ＩｔｎｏｗａｐｐｅａｒｓｔｈａｔａｔｅｃｈｎｉｃａｌｂｏｔｔｌｅｎｅｃｋｏｆｒｅｓｔｒｉｃｔｔｈｅＬＥＤｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｉｓｔｈｅＬＥＤｄｒｉｖｅｒ，ｂｅｃａｕｓｅｔｈｅＬＥＤｄｒｉｖｅｒｉｓｃｏｎｓｉｄｅｒｅｄａｓｔｈｅＬＥＤｌｉｇｈｔｉｎｇ’Ｓｈｅａｒｔ，ＬＥＤｄｒｉｖｅｒ’ｓｑｕａｌｉｔｙｄｉｒｅｃｔｌｙａｆｆｅｃｔｓｔｈｅｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙａｎｄｌｉｆｅｏｆｔｈｅＬＥＤｌｉｇｈｔ．ＳｏｔｈｅｒａｐｉｄｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔａｎｄｐｏｐｕｌａｒｉｚａｔｉｏｎｏｆＬＥＤｉｎｄｕｓｔｒｙｒｅｑｕｉｒｅｓｔｈｅｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｏｆｔｈｅｌｏｗ－ｃｏｓｔ，ｈｉｇｈ－ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙＬＥＤｄｒｉｖｅｒｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ．ＴｈｉｓｐａｐｅｒｂａｓｅｄｏｎｔｈｅＬＥＤｄｒｉｖｅｒｃｉｒｃｕｉｔ’Ｓｄｅｓｉｇｎｃｏｓｔａｎｄｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｃｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎｓ，ｄｅｓｉｇｎｅｄａＬＥＤｄｒｉｖｅｒｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｏｆｔｗｏ－ｓｔａｇｅｐｏｗｅｒｔｏｐｏｌｏｇｙ．ＰａｐｅｒａｎａｌｙｚｅｄｔｈｅＬＥＤ‘Ｓｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓａｎｄｔｈｅｄｒｉｖｉｎｇｍｅｔｈｏｄ，ａｎｄｓｅｌｅｃｔｅｄｄｅｓｉｇｎｐｌａｎ，ｗｈｉｃｈｉｎｃｌｕｄｅＢｏｏｓｔｐｏｗｅｒｆａｃｔｏｒｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎｃｉｒｃｕｉｔｔｏｐｏｌｏｇｙａｎｄＬＣＣｒｅｓｏｎａｎｔｃｉｒｃｕｉｔｔｏｐｏｌｏｇｙ，ａｎｄｓｅｌｅｃｔｔｈｅＮＸＰ’ＳＵＢＡ２０１３ａｓｃｏｎｔｒｏｌｃｈｉｐ．Ｓｅｃｏｎｄｌｙ，ｉｔｄｅｓｃｒｉｂｅｓｔｈｅｎｅｅｄｆｏｒｐｏｗｅｒｆａｃｔｏｒｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ，ａｎｄｆｏｒｍｕｌａｔｅｓｔｈｅｐｏｗｅｒｆａｃｔｏｒｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ’ｗｏｒｋｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓｕｃｈａｓＢｕｃｋｃｉｒｃｕｉｔ，Ｂｕｃｋ－ＢｏｏｓｔｃｉｒｃｕｉｔａｎｄＢｏｏｓｔｃｉｒｃｕｉｔｔｏｐｏｌｏｇｙ．ＴｈｅｎｓｔｕｄｉｅｄＢｏｏｓｔｐｏｗｅｒｔｏｐｏｌｏｇｙ’Ｓｗｏｒｋｍｏｄｅｗｉｔｈｔｈｅｃｏｎｔｒｏｌｃｈｉｐ，ａｎｄｄｅｓｉｇｎｅｄｔｈｅｍａｉｎｃｏｍｐｏｎｅｎｔ’Ｓｐａｒａｍｅｔｅｒｓｓｕｃｈａｓｏｕｔｐｕｔｆｉｌｔｅｒｃａｐａｃｉｔｏｒ，Ｂｏｏｓｔｉｎｄｕｃｔｏｒ，ＭＯＳＦＥＴ，ａｎｄｏｕｔｐｕｔｄｉｏｄｅｄｅｖｉｃｅ．ＴｈｒｏｕｇｈｄｅｔａｉｌｅｄａｎａｌｙｓｉｓａｎｄｒｅｓｅａｒｃｈｏｎｔｈｅｓｅｃｏｎｄｓｔａｇｅｔｏｐｏｌｏｇｙＬＣＣｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｃｉｒｃｕｉｔ’Ｓａｌｌｋｉｎｄｓｏｆｏｐｅｒａｔｉｎｇｍｏｄｅｓ，ｄｅｓｉｇｎｅｄｔｈｅｐａｒａｍｅｔｅｒｓｏｆｔｈｅＬＣＣｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒ’Ｓｒｅｓｏｎａｎｔｉｎｄｕｃｔｏｒ，ｒｅｓｏｎａｎｔｃａｐａｃｉｔｏｒ．ＳｕｂｓｅｑｕｅｎｔｌｙｒｅｆｅｒｒｅｄｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙｉｓｓｕｅｓｉｎｔｈｅＬＥＤｄｒｉｖｅｒｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ’Ｓｄｅｓｉｇｎ，ａｎａｌｙｚｅｄｔｈｅｃｏｎｄｕｃｔｅｄｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅｗｈｉｃｈｉｎｃｌｕｄｅｓｃｏｍｍｏｎｍｏｄｅａｎｄｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌｍｏｄｅｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ．Ｂｙａｎａｌｙｚｉｎｇｔｈｅｉｒｗｏｒｋｐｒｉｎｃｉｐｌｅ，Ｉｌｌ＠㈣Ｆｉｎａｌｌｙ，ｂａｓｅｄｏｎＬＥＤ驱动电源的研究与设计ｄｅｓｉｇｎｅｄｔｈｅＥＭＩｆｉｌｔｅｒａｎｄｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄｓｏｍｅｍａｎｎｅｒｓｏｆＲａｄｉａｔｅｄｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ．ｔｈｅａｎａｌｙｓｉｓｏｆｔｈｅｐｒｅｖｉｏｕｓｓｔｕｄｙ，ｄｅｓｉｇｎｅｄａＢｏｏｓｔ＋ＬＣＣｔｗｏ—ｓｔａｇｅｔｏｐｏｌｏｇｙＬＥＤｄｒｉｖｅｒｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｐｒｏｔｏｔｙｐｅ．ＷｉｔｈｔｈｅＬＥＤｌｏａｄ，ｔｈｅＬＥＤｄｒｉｖｅｒｔｅｓｔｅｄ，ｉｎｃｌｕｄｉｎｇｓｈｏｗｔｅｓｔｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ，ｔｈｅｍａｉｎｗａｖｅｆｏｒｍ，ＥＭＩｏｆｔｈｅｔｅｓｔｒｅｓｕｌｔｓａｎｄＳＯｏｎ．ＴｈｅｔｅｓｔｒｅｓｕｌｔｓｃｏｒｒｅｃｔｎｅｓｓｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌａｎａｌｙｓｉｓａｎｄｆｅａｓｉｂｉｌｉｔｙａｎｄｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙｏｆｔｈｅｄｅｓｉｇｎｓｏｌｕｔｉｏｎＫｅｙＷｏｒｄｓ：ＬＥＤＤｒｉｖｅｒ；ＰｏｗｅｒＦａｃｔｏｒＣｏｒｒｅｃｔｉｏｎ；ＲｅｓｏｎａｎｔＣｉｒｃｕｉｔ；ＥＭＣＩＶＬＥＤ驱动电源的研究与设计目录ｊ商要………………………………………………………………………………………………………ＩＡＢＳＴＲＡＣＴ…………………………………………………………………………………………．ＩＩＩ第一章绪论……………………………………………………………………１１．１课题研究的背景与意义……………………………………………………１１．２国内外研究现状和发展趋势………………………………………………２１．３１．４１．５ＬＥＤ的介绍…………………………………………………………………．．３ＬＥＤ驱动电源的要求………………………………………………………．８ＬＥＤ驱动方式………………………………………………………………９１．６方案的确定…………………………………………………………………１０第二章功率因数校正器的设计……………………………………………．１３２．１功率因数的定义…………………………………………………………。１３２．２功率因素校正器的拓扑…………………………………………………。１４２．２．１填谷电路………………………………………………………………．１５２．２．２２．２．３２．２．４２．３Ｂｕｃｋ拓扑式功率因素校正技术………………………………………１６Ｂｕｃｋ．Ｂｏｏｓｔ拓扑式功率因数校正技术………………………………．１７Ｂｏｏｓｔ拓扑的功率因数校正技术………………………………………１８Ｂｏｏｓｔ功率因素校正器的工作原理………………………………………．．１８２．４主要参数设计………………………………………………………………２１２．４．１输出滤波电容的设计…………………………………………………２１２．４．２２．４．３Ｂｏｏｓｔ电感的设计………………………………………………………２２ＭＯＳＦＥＴ的选择………………………………………………………２２２．４．４导通损耗………………………………………………………………２２２．４．５重叠损耗………………………………………………………………２２２．４．６放电损耗………………………………………………………………２３２．４．７驱动损耗………………………………………………………………２３２．４．８ＭＯＳＦＥＴ功率损耗总和………………………………………………２３２．４．９输出二极管……………………………………………………………２３第三章ＬＣＣ谐振变换器的设计……………………………………………．．２５ＶＯＬＥＤ驱动电源的研究与设计３．１谐振变换器拓扑的介绍…………………………………………………．．２５３．１．１串联谐振变换器………………………………………………………２５３．１．２并联谐振变换器………………………………………………………２６３．１．３串并联谐振变换器……………………………………………………２６３．１．４３．２ＬＬＣ谐振变换器………………………………………………………２７ＬＣＣ谐振变换器的工作原理……………………………………………．．２８３．２．１半桥振荡………………………………………………………………２８３．２．２变换器工作频率等于谐振频率………………………………………２９３．２．３槽路电流随负载变化…………………………………………………３２３．２．４通过谐波激励的有功功率转换………………………………………３２３．２．５元器件参数选择的影响………………………………………………３５３．２．６开关频率大于谐振频率………………………………………………３６３．２．７轻载变换器……………………………………………………………３７３．３ＬＣＣ谐振变换器的参数设计……………………………………………．．３８第四章ＥＭＣ设计……………………………………………………………。４０４．１传导干扰……………………………………………………………………４０４．１．１共模干扰………………………………………………………………４０４．１．２差模干扰………………………………………………………………．４１４．２传导型ＥＭＩ噪声的测量…………………………………………………．．４３４．３共模噪声和差模噪声的分离………………………………………………４４４．４ＥＭＩ滤波器的设计…………………………………………………………４５４．５辐射干扰的抑制……………………………………………………………．４９第五章整机测试结果及分析…………………………………………………５３５．１ＬＥＤ驱动电源实物图……………………………………………………．．５３５．２主要器件和规格……………………………………………………………５４５．３性能测试……………………………………………………………………５６５．４主要波形……………………………………………………………………５７５．５ＥＭＩ测试……………………………………………………………………６０第六章结论与展望……………………………………………………………６３ＶＩ象季天学ＬＥＤ驱动电源的研究与设计６．１总结………………………………………………………………………………………………．．６３６．２展望………………………………………………………………………。６３参考文献…………………………………………………………………………６４攻读学位期问的研究成果……………………………………………………．６９致谢……………………………………………………………………………………………………．７０ＶＩＩ０象辜天学ＬＥＤ驱动电源的研究与设计ⅥＩＩ＠第一章绪论１．１课题研究的背景与意义ＬＥＤ驱动电源的研究与设计ＬＥＤ已被称为第四代照明光源或绿色光源。ＬＥＤ无论在结构上还是发光原理上都和传统的白炽灯泡截然不同［１】。它采用电场发光，因此能耗少、热辐射低、发光效率高。ＬＥＤ的单管功率为０．０３．０．０６Ｗ，在同样照明效果的情况下，耗电量是白炽灯泡的万分之一，是荧光灯的二分之一。同样效果的４０Ｗ日光灯相当于８Ｗ的ＬＥＤ灯泡，而且ＬＥＤ可以变换颜色。由于ＬＥＤ灯泡体积小，重量轻，封装材料可以承受高强度机械冲击和震动，所以它不容易破碎。而且ＬＥＤ的灯具寿命一般可以达到５—１０年，大大降低了灯具的更换成本。与传统灯泡相比，它的光色柔和，不炫目，不含汞、钠等对身体有害的物质，安全性高。随着白光ＬＥＤ技术的逐渐成熟，半导体照明技术不仅可以应用于白光通用照明，同时在其它很多方面也得到了广泛的应用，如各种仪器仪表的指示光源、装饰照明（景观、家居、休闲、商用装饰】、汽车等各类交通工具的照明、交通信号显示、背景显示、电子屏幕、军用照明及旅游、轻工业产品等。在当今全球资源短缺的情况下，举世瞩目的北京奥运会给中国ＬＥＤ照明产业发展带来了巨大的历史性的机遇，ＬＥＤ照明的投入也为北京奥运会增添了不少光彩［２】。据（２０１３．２０１７年中国ＬＥＤ照明产业市场前瞻与投资战略规划分析报告》分析认为，ＬＥＤ照明市场一直被认为是ＬＥＤ最重要、最具发展前景的应用。总体来看，宏观环境对于ＬＥＤ照明应用的发展非常有利，主要表现为：节能减排成为全球关注的议题并得到积极推进，传统光源技术成长缓慢，面临发展瓶颈；ＬＥＤ照明技术进步与成本不断降低，长期市场障碍已不大。数据显示，２００９年，全球ＬＥＤ路灯装置数量约２５０万盏，渗透率达到ｌ％，２０１０年，全球ＬＥＤ路灯可达到４５０万盏，渗透率达到２％以上。报告预测全球ＬＥＤ路灯市场在２０１０年后将呈高速增长，２００９至２０１３年复合增长率高达９７．７５％，至２０１３年，全球ＬＥＤ路灯市场规模达到２１．５９亿美元［３】。前瞻网ＬＥＤ照明行业研究小组分析认为，受“十城万盏”政策的推动，我国ＬＥＤ路灯市场将保持持续增长，至２０１３年我国ＬＥＤ路灯市场规模预计达到８６．６３亿元，占到全球市场规模的五成左右，成为全球最重要的ＬＥＤ路灯市场之一。随着行业的继续发展，技术的飞跃突破，应用的大力推广，ＬＥＤ的光效也在不断提高，价格不断走低。新的组合式管芯的出现，也让单个ＬＥＤ管（模块）的功率不断提高。通过同业的不断努力研发，新型光学设计的突破，新灯种的开ＬＥＤ驱动电源的研究与设计发，产品单一的局面也有望在进一步扭转。控制软件的改进，也使得ＬＥＤ照明使用更加便利。这些逐步的改变，都体现出了ＬＥＤ发光二极管在照明应用的前景广ＩＮ［４］。ＬＥＤ行业的兴起，并不是偶然的，而是在整个科学发展的条件下，在节能环保的号召下，在人类能源日渐紧张的情况下发展起来的。能源的浪费与消耗，势必呼唤新节能产品诞生，即使不是ＬＥＤ也是其它同类产品来取代，所以说ＬＥＤ照明的兴起，是有其必然性的。作为ＬＥＤ照明的核心驱动力，ＬＥＤ驱动电源的发展直接影响ＬＥＤ的普及和大众化。怎么降低ＬＥＤ成本，让ＬＥＤ照明进入千家万户，这是摆在所有ＬＥＤ人面前的一个重要课题，同时也是一次重大的发展机遇。１．２国内外研究现状和发展趋势当今，随着高效大功率ＬＥＤ的成功研制和现代电力电子技术的发展，ＬＥＤ驱动电源的研究与设计已经进入了一个崭新的时期。ＬＥＤ驱动电源按照供电方式可分为ＤＣ／ＤＣ型和ＡＣ／ＤＣ型两种。其中，ＤＣ／ＤＣ型ＬＥＤ驱动电源主要是由电池，电瓶或稳压电源供电，主要应用于便携式消费电子产品、矿灯、车灯等用电设备。而ＡＣ／ＤＣ型ＬＥＤ驱动电源主要由市电供给，现阶段主要用于装饰，景观照明，办公室照明，停车场照明等场合。从ＬＥＤ驱动电源的驱动方式来分，可以分为恒压驱动和恒流驱动两种。早期的ＬＥＤ驱动电源多是采用恒压驱动的方式。但即使采用高精度的恒压源驱动方式，ＬＥＤ的可靠性和发光性能仍然得不到保证，不是很理想。而且恒压驱动方式要求ＬＥＤ灯串在一起，如果其中一盏有损坏会导致其他灯也不能正常工作。所以现在大家普遍采用恒流驱动的方式，这不仅避免了恒压驱动的劣势，而且实现了ＬＥＤ理想发光效果。市电供电的ＬＥＤ驱动电源主要有工频变压器降压与线性调整器组合、ＬＥＤ专用驱动芯片驱动、模拟高频开关电源和数字高频开关电源等方案。其中工频变压器与线性调整器组合的方案比较简单，但是工频变压器体积较大，后级的线性调整器效率非常低，因此很难应用于大功率场合。ＬＥＤ专用驱动芯片驱动方案外围电路的设计比较简单，缺点是ＬＥＤ专用驱动芯片的价格比较昂贵，输出功率比较小，可应用于小功率场合，如ＨＶ９９１０，ＨＶ９９３１等ＬＥＤ专用驱动芯片。模拟开关电源方案常用ＰＷＭ集成芯片和高频开关电源功率转换拓扑来实现高效的输出恒流方式的ＬＥＤ驱动，另外在前级电路交流整流后加入ＰＦＣ环节，大大提高了功率因数，有效降低线路中谐波电流含量，很好地限制了ＥＭＩ。采用ＬＬＣ谐振等软开关方案可以提高装置的效率等，但模拟控制实现ＰＷＭ调光，信号调理，先进的控制策略，人机交互和无线远程监控等功能时显得不够灵活［５］。’ＬＥＤ驱动电源的研究与设计数字开关电源驱动方案是ＬＥＤ驱动电源发展的趋势，它不仅有模拟驱动方式的优点，而且增加了信号调解和远程监控等数字控制的优点，极大地提高了系统的整体性能【６］。国外的工程师一方面在一些设计功率大，恒流效果好，效率高，价格低的高性价比ＬＥＤ专用驱动芯片。另一方面在模拟数字驱动方案中不断研究设计新的电力电子器件、拓扑结构和控制策略，实现更优越的ＬＥＤ驱动方案。如ＩＲ，ＳＴ，ＯＮＳｅｍｉ等功率半导体厂商在不断提高ＭＯＳＦＥＴ的性能，他们开发的新一代的功率器件可以在很大程度上提高ＬＥＤ驱动电源的性能［７］。最近几年提出的交错并联ＰＦＣ、图腾无桥式ＰＦＣ，零纹波式等ＰＦＣ拓扑和控制方式极大提高了功率因数校正电路的功能，更好地抑制了谐波电流。串联，并联，串并联等谐振变换形式的软开关技术提高了开关电源的效率和功率密度，减少了驱动电路体积，提高了系统性能。ＬＥＤ驱动电源目前面临的最主要问题是寿命短，主要因素是驱动电源里面的电解电容。电解电容的寿命与其工作温度呈指数相关关系，在高温７５度时，电容量由于电解液的蒸发会逐渐下降，其寿命仅为５０００．１００００小时。ＬＥＤ驱动电源散热设计做不好会直接导致电解电容的寿命缩短。如果ＬＥＤ驱动电源的寿命缩短，则ＬＥＤ的长寿命优势体现不出来，这大大阻碍了ＬＥＤ灯具的推广。近两年，不少厂商纷纷研究并试图推出各自的无电解电容的ＬＥＤ驱动方案，其中采用高电容和电压的陶瓷电容代替电解电容等方法层出不穷。然而如果简单地去除电解电容就会导致电源对电网波动的抗干扰能力大大降低，抗浪涌能力下降而遭雷击失效的风险大大增加，因此必须要全面评估驱动电源的可靠性【８】。如果ＬＥＤ驱动中没有电解电容，驱动电流中会存在两倍工频的脉动。这样就会有频闪现象，如果人们长期在频闪的光源下工作，视觉系统就需要不断调节，以保证视网膜上的成像清晰性，就会加重人眼的负担，产生用眼疲劳现象。另外随着ＬＥＤ对驱动电源性价比要求的提高，无电解电容的ＬＥＤ驱动价格相对过于昂贵。因此从目前的研究状况来看，尽管无电解电容ＬＥＤ驱动技术是是ＬＥＤ驱动电源的一个发展趋势，但技术方面需要克服的问题还很多，如价格、闪烁、可靠性等问题。只有解决这些问题，才能真正意义上迎来无电解电容方案主导的ＬＥＤ驱动照明市场。１．３ＬＥＤ的介绍发光二极管（英语：Ｌｉｇｈｔ．ＥｍｉｔｔｉｎｇＤｉｏｄｅ，简称ＬＥＤ）是一种能发光的半导体电子元件。这种电子元件早在１９６２年出现，早期只能发出低光度的红光，之后发展出其他单色光的版本，时至今日能发出的光已遍及可见光、红外线及紫外线，光度也提高到相当高的光度。而用途也由初时作为指示灯、显示板等；随ＬＥＤ驱动电源的研究与设计着技术的不断进步，发光二极管已被广泛的应用于显示器、电视机采光装饰和照明［９】。（１）ＬＥＤ的电气特性大多数半导体是由掺杂的硅制成Ｎ结或Ｐ结。固定的原子分别有正电荷和负电荷在Ｐ－Ｎ结之间，自由电子结合形成了一个没有自由电荷的狭窄的区域。在其界面处两侧形成空间电荷层，并建有自建电场。当不存在外加电压时，由于ｐｎ结两边载流子浓度差引起的扩散电流和自建电场引起的漂移电流相等而处于电平衡状态。当外界有正向电压偏置时，外界电场和自建电场的互相抑消作用使载流子的扩散电流增加引起了正向电流。当外界有反向电压偏置时，外界电场和自建电场进一步加强，形成在一定反向电压范围内与反向偏置电压值无关的反向饱和电流。当外加的反向电压高到一定程度时，Ｄｎ结空间电荷层中的电场强度达到临界值产生载流子的倍增过程，产生大量电子空穴对，产生了数值很大的反向击穿电流，称为二极管的击穿现象。ｐｎ结的反向击穿有齐纳击穿和雪崩击穿之分。在电子电路中，将二极管的正极接在高电位端，负极接在低电位端，二极管就会导通，这种连接方式，称为正向偏置。必须说明，当加在二极管两端的正向电压很小时，二极管仍然不能导通，流过二极管的正向电流十分微弱。只有当正向电压达到某一数值（这一数值称为“门坎电压”，又称“死区电压”，锗管约为０．１Ｖ，硅管约为０．５Ｖ）以后，二极管才能直正导通。导通后二极管两端的电压基本上保持不变（锗管约为Ｏ．３Ｖ，硅管约为０．７Ｖ），称为二极管的“正向压降”。ＬＥＤ发光二级管的特性和普通二极管类似。第一个发光二极管是有砷化镓制成的发出大概９０５ｎｍ的红外光［１０１。当在发光二极管上加一定电压时，电子有了足够的能量跳跃到导电带产生电流。当电子失去能量回到低能量区时，就会发射光子。如图１—１所示。Ｅｔａｃｔｔｏｏｍｉｏｒａｔｉｏａｌ～呐咖黼ｓｌＮｏｎ－ｔａｔｌｉａｌｉｖｏ下聊溺甘。嘴●图１－１Ｐ．Ｎ结导电因为ＬＥＤ是由Ｐ型半导体和Ｎ型半导体组成的ＰＮ结，所以它具有一般ＰＮ结的伏安特性（正向导通、反向截止和击穿特性）。若在ＬＥＤ两端加正向电压，ＬＥＤ驱动电源的研究与设计电子会由Ｎ区注入Ｐ区，而空穴则由Ｐ区注入Ｎ区。在注入的少数载流子与多数载流子复合时，多余的能量全部或部分以光子的形式释放出来，这样就把电能转换成为了光能。采用不同的半导体材料可以制成不同颜色的发ＬＥＤ，这是由于不同半导体材料的带隙能量不同，所激发出光的波长也不相同。目前已研制出发光颜色区域可以从紫外区域到红外区域的ＬＥＤ［１１１。大功率ＬＥＤ的优势主要表现在其特殊的发光特性上。１１ＬＥＤ的伏安特性是非线性的，它是低电压、大电流器件，当其两端电压有少量变化时，其电流会有很大的变化。当正向电压大于导通电压后，可以近似地看成正向电流和正向电压成正比，如图ｌ一２所示。因此采用恒压驱动方式时，不能保证ＬＥＤ光亮的一致性，也可能影响到ＬＥＤ的可靠性、寿命、光衰等。因此，高亮度的ＬＥＤ一般采用恒流驱动。曩｝图１．２ＬＥＤ的伏安特性２）根据ＬＥＤ的发光特性，在一定范围内，ＬＥＤ的光通量随着流过ＬＥＤ的电流增加而增加，但却不是成正比的，越到后来光通量增加得越少。超过一定范围，ＬＥＤ光通量可能会随ＬＥＤ电流的增加而出现衰减［１２】。因此，控制ＬＥＤ在一个电流范围内达到最高光效的是很必要的。３１ＬＥＤ上的正向电流不仅和正向电压有关，还和温度有关，当环境温度超过临界值，高亮度ＬＥＤ的正向电流会随着温度的升高而大幅度降低（如图１—３所示），这样就会影响光效。在此情况下，如果还是施加大电流，会造成ＬＥＤ老化。因此在ＬＥＤ驱动电源的设计中，散热是很重要的环节。ＬＥＤ驱动电源的研究与设计纛童、＼、～、～、～、Ｊ：ｌｃｍＰ一辅，ⅢｃｌｐｏｍＬ｝２０４０６０８０（：１１图１．３ＬＥＤ的温度特性（２）光的度量光通量的测量单位为流明。流明是１瓦的光度测量的等效，来权重匹配正常的人眼响应。在５５５ｈｉｌｌ处，在频谱里黄绿色的部分对眼睛是最敏感的，１Ｗ＝６８３１ｕｍｅｎ。这是一盏灯产生的光，平分放射在所有方向，以生产每球面度ｌ流明。用方程来表示的话，１ＣＤ＝ｌｌｍ／ＳＲ。的光，用米做作为距离，就是ｌｌｕｘ，或１蚶，见图１－４。效的ＬＥＤ晶片比做一个７００ｍＡ的ＬＥＤ晶片要容易。甲球面度具有１平方米投影面积，离光源的距离为１米。从１ＣＤ光源发出ＬＥＤ的发光效率用每瓦多少流明来衡量。目前ＬＥＤ制造商以获得最高的发光效率来竞争，但相比较的结果，还是电功率的使用比较重要。做一个２０ｍＡ高｝———塑塑业——一图１－４光的衡量（３）ＬＥＤ的等效电路一颗ＬＥＤ可以被视作为一个恒压负载。电压降取决于光子需要被发射的内６ＬＥＤ驱动电源的研究与设计部能量势垒。这个能量势垒取决于颜色，这样电压降就也取决于颜色。不是每种颜色的ＬＥＤ都有相同的电压降，因为产品的差异，其波长（颜色）也不会完全相同，这样电压降也会不同。典型的波形峰值有１０％的误差。如果两颗ＬＥＤ的温度不同，这样也会导致温度变化，因此电压降也会不同。当温度上升时，电子更容易穿过能量势垒。因此电压降随温度上升大约会有２ｍＹ每度的减小。电压降随颜色和电流变化的的曲线如图１．５所示。可以看出开始导通时，正向电压降Ｖｆ对于洪水的ＬＥＤ来说大概是２Ｖ，对于蓝光ＬＥＤ来说大概是３．５ｖ。精确的电压降取决于制造商，因为掺杂物和波长不同。在特别的电流上的电压降取决于初始的电压降Ｖｆ，也取决于等效电阻。图１．５电压随颜色和电流变化的曲线因为半导体材料不完全导电，在这个恒压负载上会串联一些电阻如图１．６所示。这意味着电压降会随电流的增大而增大。低功率２０ｍＡ的ＬＥＤ等效电阻大约为２００ｈｍ，但是一个１Ｗ３５０ｍＡ的ＬＥＤ有大约１－２０ｈｍ的等效电阻（这取决于所用的半导体材料）。等效电阻大概和ＬＥＤ的额定电流成反比。等效电阻也同样有产品的差异［１３］。等效电阻可以用电压降的增量除以电流的增量来计算。比如，当正向电流从１０ｍＡ增至２０ｍＡ时，电压降由３．５Ｖ增大至３．５５Ｖ，那么等效电阻为５０ｍＶ／１０ｍＡ＝５０ｈｍ。在图１－６中，齐纳二极管可以视为一个理想的元件。事实上，齐纳二极管也有等效电阻，这个等效电阻可能比ＬＥＤ的等效电阻还大。在初次对ＬＥＤ驱动电源测试时，一个５Ｗ，３．９Ｖ的齐纳二极管可以被用来代替白光二极管。如果这个驱动电源不正常工作，导致齐纳二极管损坏，那么这样比烧坏一个功率ＬＥＤ更便宜。而且齐纳二极管不发光，这样测试工程师也不会因为强光而炫目。ＬＥＤ驱动电源的研究与设计ＬＥＤ图１－６ＬＥＤ等效电路１．４ＬＥＤ驱动电源的要求目前ＬＥＤ普遍采用直流驱动，因此在市电和ＬＥＤ之间需要加入一个电源适配器器，这个适配器就是ＬＥＤ驱动电源。它的功能是把交流市电转换成适合ＬＥＤ工作的直流电压和电流。根据电网的用电规则和ＬＥＤ的驱动特性，在选择和设计ＬＥＤ驱动电源时要考虑以下几点：（１）高可靠性。随着ＬＥＤ照明发展的不断深入，政策红利的频繁出台，具有节能、环保等优势的ＬＥＤ灯具正由户外照明向室内照明的应用市场逐步渗透。由于ＬＥＤ照明系统具有较为复杂的原理，跨越光学、电学和热学等领域，因此，在进行大规模应用时，常常会出现电源寿命短及可靠性不足等问题，导致ＬＥＤ照明的优势无法发挥［１４］。简而言之，ＬＥＤ照明大规模推广应用的关键就在于驱动电源的高可靠性。（２）高效率。ＬＥＤ是节能产品，驱动电源的效率要高，这对安装在灯具里的电源更为重要。因为ＬＥＤ的发光效率会随着ＬＥＤ温度的升高而下降，所以ＬＥＤ的散热很重要。如果ＬＥＤ驱动电源的效率高，它的损耗功率就小，在灯具内的发热就会小，就降低了灯具的温升，延缓了ＬＥＤ的光衰，同时提高了ＬＥＤ的使用寿命［１５１。（３）高功率因素。功率因素是电网对负载的要求，美国能源部（ＤＯＥ）“能源之星”（ＥＮＥＲＧＹＳＴＡＲ）固态照明（ＳＳＬ）规范中规定任何功率等级皆须强制提供功率因数校ｉＥ（ＰＦＣ）。这标准适用于一系列特定产品，如嵌灯、橱柜灯及台灯，其中，住宅应用的ＬＥＤ驱动器功率因数须大于０．７，而商业应用中则须大于０．９；但是，这标准属于自愿性标准［１６１。欧盟的ＩＥＣ６１０００—３—２谐波含量标准中则规定了功率大于２５Ｗ的照明应用的总谐波失真性能，其最大限制相当于总谐波失真（ＴＨＤ）＜３５％，而功率因ＬＥＤ驱动电源的研究与设计数（ＰＦ）＞Ｏ．９４。虽然不是所有国家都绝对强制要求照明应用中改善功率因数，但某些应用可能有这方面的要求，如公用事业机构大力推动拥有高功率因数的产品在公用设施中的商业应用，此外，公用事业机构购入／维护街灯时，也可以根据他们的意愿来决定是否要求拥有高功率因数（通常＞０．９５＋）。１．５ＬＥＤ驱动方式根据调整管的工作状态，我们常把稳压电源分为两类：线性稳压电源和开关稳压电源。线性稳压电源是指调整稳压管工作在线性状态下的稳压电源。而开关电源则和线性稳压电源不同，在开关电源中，开关管工作在开通、关断两种状态下。开通时电阻很小，开关管压降近似为零；开关管关断时电阻很大，开关管管压降近似为输入直流电压［１７］。开关电源是一种新型的电源。它具有效率高，体积小，输出电压可实现升压和降压，输出功率大等优点。但是由于电力工作在开关状态下，所以噪声比较大，因此在电路中必须加入噪声抑制电路。按驱动方式可以分为两大类：恒流驱动和恒压驱动。（１）恒流驱动恒流驱动电路输出的电流时恒定的，当有外界干扰使得电流变化时，ＬＥＤ上的电流都可以在恒流电路的调节作用下达到设定值。由于ＬＥＤ具有非线性Ｉ—Ｖ特性，较小的电压波动将引起电流的大波动，因此，采用恒流驱动ＬＥＤ可以达到较好的性能。而输出的直流电压随着负载的大小不同在一定范围内变化，负载阻值小，输出电压就低，负载阻值大，输出的电压就高。恒流电流不怕负载短路，但严禁负载完全开路。但实际使用中ＬＥＤ驱动电源一般具有恒压和恒流功能，因此负载完全开路对驱动电源没有什么影响［Ｊ８】。一般来说线性恒流稳流效果好，驱动电路成本可以控制得较低，ＥＭＩ比较小，实际应用中，比较适合应用在中小功率场合，但是由于串联在电路主回路中的功率管工作在线性放大区，输出端电压较高，功率管上的损耗较大，加上采样电阻上也有一定的能耗，电路效率不会高，因此这种驱动方式在大功率场合应用比较困难。与线性恒流相比，开关恒流中的主功率管不会直接与ＬＥＤ串联，开关管工作在高速开关状态，主要利用目前较成熟的开关电源技术，通过采集ＬＥＤ回路的电流信号，通过反馈控制电路来反馈控制功率管的开通关断频率，使得输出电流保持恒定【１９】。由于目前ＬＥＤ照明功率不高，在５００Ｗ以内，所以开关恒流ＤＣ／ＤＣ环节采用的电路拓扑主要有Ｂｕｃｋ、Ｂｏｏｓｔ、Ｆｌｙｂａｃｋ、Ｆｏｒｗａｒｄ和半桥等９ＬＥＤ驱动电源的研究与设计电路。开关恒流稳流效果好，电路效率高，适用于大功率ＬＥＤ照明场合。随着开关电源技术的成熟和ＬＥＤ电气特性的影响，现在的ＬＥＤ驱动电源普遍使用恒流驱动。（２）恒压驱动当恒压电路中的各项参数确定之后，电压输出的电压是固定的，而输出电流取随着负载大小的变化而变化。恒压驱动时，ＬＥＤ负载两端电压保持恒定不变，但是由于电压中存在纹波，如果ＬＥＤ负载不变，ＬＥＤ负载上的电流随着电压的波动而波动。根据ＬＥＤ的伏安特性，微小的电压波动会引起ＬＥＤ电流的较大波动，而电流波动会影响ＬＥＤ的光效。此外，由于ＬＥＤ具有负温度效应，电流的波动有可能造成结温和电流的恶性循环，严重时甚至烧毁ＬＥＤ［２０１。因此，如果ＬＥＤ驱动电源选用恒压驱动方式，对驱动电源的恒压精度要求非常高。虽然恒压驱动对ＬＥＤ性能的影响较大，但是在驱动电源技术的发展过程中，恒压驱动技术相比恒流驱动技术要成熟得多，而且在一些要求不高的场合可以通过简单而又经济的方法实现恒压（如采用稳压芯片ＴＬ４３１），所以在一些低端ＬＥＤ驱动电源中仍然有少量应用。１．６方案的确定我们将研究并设计出一款高性能低成本的ＬＥＤ驱动电源。根据ＬＥＤ的电气性能，要最大程度发挥ＬＥＤ的发光率和和寿命，必须采取恒流的驱动方式。本课题要设计的７５Ｗ白光Ｌｅｄ驱动电源的具体参数如下：●宽电压输入：２２０．２４０Ｖ孔，５０／６０ＨＺ；●效率：Ｉｌ≥８８％；●功率因数：ＰＦ≥０．９；·总谐波失真：ＴＨＤ≤３０％；·输出电压：３１－６２Ｖａ。；·可设置输出电流：７００ｍＡ一１５００ｍＡ；●输出功率：２１．７５Ｗ；·输出安全等级：ＳＥＬＶ（安全特低电压）；在照明产品领域，若输出功率大于２５Ｗ，就必须符合ＣｌａｓｓＣ要求，小于２５Ｗ则要符合ＣｌａｓｓＤ要求。照明产品谐波要求依据ＥＮ６０００—３—２，因此为了满足ＥＮ６１０００—３．２ＣｌａｓｓＣ标准，照明产品必须要进行功率因数校正（ＰＦＣ）。本课题要设计的７５Ｗ白光ＬＥＤ驱动电源，输出有功功率大于２５Ｗ，因此必须进行ＰＦＣ。从理论上讲，任何一种ＤＣ／ＤＣ变换器都可以实现ＰＦＣ技术。这些ＤＣ／ＤＣ变化器包括Ｂｕｃｋ、Ｂｏｏｓｔ、Ｂｕｃｋ－Ｂｏｏｓｔ、Ｃｕｋ等变换器等。这几种拓扑的１００变换器各有优缺点：１１ＢｕｃｋＬＥＤ驱动电源的研究与设计ＰＦＣ：这种电路的优点是开关管应力较小，可以利用开关管实现后级短路保护。缺点是正弦输入电压小于输出电压电路不能工作，因此存在“导通死角”，限制功率因数的提高；由于输出电压较低，后级变换器的电流应力较大，系统总体效率较低；开关管需要浮动驱动的方式，因此驱动比较复杂；输入电流断续，滤波比较困难。２１Ｂｕｃｋ．ＢｏｏｓｔＰＦＣ：优点是输出电压可高于或者低于输入正弦电压，不存在“导通死角”。缺点是：输出时反极性电压；输入电压不连续，滤波困难；一般用于中小功率场合。３）ＣｕｋＰＦＣ：优点是输入电流连续，不需要加ＥＭＩ滤波器；可以实现升降压变换。驱动是电路总体比较复杂，较少作为ＰＦＣ主电路设计。４）ＢｏｏｓｔＰＦＣ：与上述三种ＰＦＣ电路相比优点有：输入电流连续，ＥＭＩ和ＲＦＩ都比较小；输入侧有电感，可以抑制输入瞬态尖峰，并减少输入滤波器的设计要求；输出电压大于正弦输入电压，不存在“导通死角”，后级变换器电流应力小；开关管的电压应力不超过输出电压；驱动电路简单，不需要浮动驱动方式；可以在国际标准电压和频率范围内工作。所以本课题的主电路前级采用ＢｏｏｓｔＰＦＣ拓扑结构。下文会对ＰＦＣ的各种拓扑进行详细分析。一般来说，中大功率为了达到高效率功率，回路中会采用谐振电路。传统的谐振电路有ＬＣ串联谐振、ＬＣ并联谐振。目前常用的谐振变换器是ＬＬＣ谐振半桥变换器因为它克服了传统谐振变换器的缺点，能使功率开关在运行中实现零电压切换（ＺＶＳ），因此减少了开关损耗。可以在开关频率变换较小的情况下实现宽输入电压和宽负载变换。而ＬＬＣ谐振变换器的驱动芯片价格相对来说比较贵。为了降低成本，我们采用ＬＣＣ谐振变换器，ＬＣＣ谐振变换器可以利用变压器中漏感和分布电容作为谐振元件，从而减少元件的数量，减小变换器的体积，也能达到ＬＬＣ谐振变换器带来的效果。因此本设计方案中主电路的后级采用ＬＣＣ谐振变换拓扑。所以本课题的设计方案采用ＢｏｏｓｔＰＦＣ＋ＬＣＣ两级结构。这两级结构能充分利用Ｂｏｏｓｔ和ＬＣＣ的高效率特性，从而使整体效率较高。设计中选用ＮＸＰ的ＵＢＡ２０１３芯片，用一个芯片来控制两级电路（Ｂｏｏｓｔ电路和ＬＣＣ谐振电路），这样大大降低了产品的成本。综上，本课题最终方案系统框图如图１—７所示：ＰＦＣ图１．７．系统框图１２ＬＥＤ驱动电源的研究与设计ＬＥＤ驱动电源的研究与设计第二章功率因数校正器的设计２．１功率因数的定义功率因素的定义是有功功率和视在功率之比，也可以理解成电流和电压波形相位角的余弦之值。功率因素值在０．１之间，可能是感性的（电流相位滞后于电压相位）也可能是容性的（电流相位超前于电压相位）。为了使电流相位不滞后于电压相位，使得功率因素接近于１，就需要加入电容［２１］。当电流电压同相时，功率因素为１。整个让功率因素为ｌ的过程就是使得电路呈阻性。当功率因素不等于１时，电流波形就不会跟随电压波形。这样不仪导致功率损失，还会产生谐波流经Ｎ线，扰乱连接到Ｎ线上的其他设备。２００１年，欧盟提出ＥＮ６１００．３．２标准来限制交流输入的谐波。ＬＥＤ驱动电源输入有功功率大于２５Ｗ的，要求功率因素大于０．９，谐波失真率小于３０％。开关电源的一个问题是不用任何形式的功率因素校正（ＰＦＣ）。输入电容Ｃｉ。（如图２．１所示）只在ＶｉＩＩ接近于Ｖ。。ａＩ（或者Ｖｉ。大于Ｖｃｉｎ时充电。如果Ｃｉ。设计成在输入电压的一个周期充电，电流就会更接近输入电压波形［２２】。然而，只要有微小的变换，整个系统就会受到影响。有一种说法是设计开关电源时，把Ｃｉ。的充电时间设计的大于Ｖ．ｍ的周期，这样的话，即使Ｖｉ。有几个周期的停止，Ｃ证也会有足够的存储能量来继续给负载供电。ＶＯ（ｔｏＰＷＭ）ＲＴＮ图２—１不带功率因素校正的开关电源图２－２所示是图２－ｌ轻载时Ｖｃｉ。（ｔ）的理论结果，Ｃｉｌｌ几乎不放电。随着负载的增大，Ｖｃｉ。（ｔ）可能会有小幅下降，例如输入电压是１２０Ｖ时，下降幅度可能是３—５Ｖ。正如之前陈述的，Ｃｉｌｌ只有在Ｖｉ。大于Ｖｃｉ。才会充电，这意味着不带功率因素校正的电路中ｃｍ只在整个电路运行时间的一小部分在充电。ＬＥＤ驱动电源的研究与设计在９０。Ｖ．。（ｔ）和Ｖｃ（ｔ）波形（图２—３）后半个周期中，Ｖｉ。小于Ｖｃｉ。，这样整流桥上的二极管关图２．２断，抑制电流流入Ｃ小值得注意的是，输入电流是个幅值很大的尖峰。电路中的器件（如整流二极管）必须能抗住输入电流的峰值。Ｊ下因为在如此短的时间里，ｃｉＩｌ就完全充好电，Ｉｉ。才会在短周期内有很大的脉冲［２３１。如果进行功率因素校正，可以使得这些能量平均分配开，也就是使得峰值脉冲电流变得平滑。Ｖ图２．３简单整流电流的电路电压波形为了使得输入电流波形更加跟随电压波形，不至于产生很大的尖峰脉冲，Ｃｉ。必须在整个运行阶段充电，而不是仅在一部分时间充电。现在在非线性负载电路中，人们就把较大的浪涌电流在整个运行周期引入ｃｉＩｌ中，这样不仅削减了电流尖峰，而且可以使用更小的电容。这样的方法就叫功率因素校正。２．２功率因素校正器的拓扑功率因素校正技术有两种，一种是无源功率因素校正技术（也称被动式ＰＦＣ），一种是有源功率因素校正技术（也称主动式ＰＦＣ）。无源功率因素校正一般采用电容电感补偿方法来使交流输入的基波电流与基波电压之间相位差减小，从而提高功率因数。但是无源功率因素校正后的功率因数不是很高，只能达到０．７—０．８左右［２４】。这种技术的优点是电路实现简单，所１４Ｏ电感，设计出来的体积较为笨重，很难用在大功率场合。ＬＥＤ驱动电源的研究与设计用器件少，成本低。缺点是输入电流谐波的抑制效果不够理想，由于会用到工频有源功率因素校正技术往往是在全桥或半桥整流后和输出端滤波电容问增加一个功率变换电路（如Ｂｏｏｓｔ电路、Ｂｕｃｋ电路等），经过这个功率变化电路，可以将输入电流波形校正成和输入电源波形同相位或相位几乎接近的正弦波，电路中往往采用高集成度的ＩＣ控制，这种技术可以达到很高的功率因数，在较宽的频带和输入电压下，使得直流电压输出稳定［２５】。但是这种技术的缺点是电路设计复杂，成本要高出无源功率因素校正技术一些，有较高的电磁干扰。它的优点是体积小，功率因素校正效果好，普遍应用在大功率和谐波限制要求比较高的场合［２６１。因此本设计中使用的是有源功率因素校正技术。２．２．１填谷电路无源功率因数校正技术中的一个重要的拓扑是填谷电路，填谷电路式的无源功率因数校正技术是利用由电容和二极管构成。填谷电路一般在整流桥后面用来大幅度增加整流管的导通角，通过填平谷点的方式，使得输入电流从尖峰脉冲变为接近于正弦波的波形，从而跟随输入电压波形，能将功率因数提供到０．９左右。如图２—４所示的填谷电路由Ｃ１、Ｃ２和ＶＤｌ一ＶＤ３组成，这种电路也被称为部分或不完全滤波电路。在输入电压较高时，由于ＶＤ２的接入，只要输入电压高于Ｃ１和Ｃ２上电压之和，电容Ｃ１和Ｃ２即会以串联的方式被充电。当输入电压越过峰值后，由于滤波电容上的电压高于输入电压，这样会导致整流二极管截止，电容Ｃ１和Ｃ２停止充电。但是Ｃ１或Ｃ２上电压都没有外加电压高，所以这两个电容不能进行放电。这时和Ｃ１、Ｃ２串联的二极管ＶＤｌ和ＶＤ３被反向偏置，因此ＵＬ上的电压还是跟随输入电压变化的。当输入电压的下降到峰值电压的一半时，ＶＤｌ和ＶＤ３正向导通，ｃ１和Ｃ２开始放电给负载提供能量。之后，由于输入电压低于ｃ１和Ｃ２上的电压，整流桥会处于截止状态。当输入电压从正半周到负半周后，输入电压高于Ｃｌ和Ｃ２上的电压时，整流器才会恢复导通。输入电压再次给Ｃｌ和Ｃ２充电，其电压跟随输入电压上升，如此往复［２７１。＋Ｖ现／么∑么∑ＣＩ二二卜ｌ‘一●ＵＬＭ…ＶＤ２一－么∑么孓ＶＤｔＺ∑Ｃ２二丫图２－４填谷电路１５ＬＥＤ驱动电源的研究与设计填谷式功率因素校正与传统的电感式无源功率因数比起来，它的优点是电路设计简单，成本较低，功率因素校正效果明显，在输入电路中不用使用笨重的工频电感。常常使用在一些节能灯，小功率开关电源中。２．２．２Ｂｕｃｋ拓扑式功率因素校正技术Ｂｕｃｋ式功率因数校正电路的开关管可以采用双极性结晶体管或者功率ＭＯＳＦＥＴ管。而相比起来，ＭＯＳＦＥＴ管的开关速度较快，适合应用在开关频率较高的电路中，开关损耗小，所需的开关驱动功率小，在设计中不用再加功率放大电路，从而降低了整体功率电路的成本和复杂性。如图２—５所示是典型的Ｂｕｃｋ电路拓扑。土虫土｝Ｖｓ二＿ＺｓＤｃＴ－－．．２－－－［Ｒ图２．５典型的Ｂｕｃｋ拓扑电路Ｂｕｃｋ拓扑电路的工作原理是：当ＭＯＳＦＥＴ管Ｑ导通时，电流通过开关管Ｑｖ０＝嵋孚＝Ｋ３（２—１）式中Ｔｏｎ为ＭＯＳ管Ｑ导通时问，Ｔ为周期，Ｄ为导通占空比。式中７＂０ｎ≤Ｔ，所以输出电流不大于输入电流，只能用来实现降压。Ｂｕｃｋ电路中开关管Ｏ所承受的电压为为输入电压的峰值，因此其电压应力１６流过电感Ｌ。由于输入电流是直流，流过电感Ｌ上的电流呈线性增长，将电能以磁场的形式存储起来。同时流过电感的电流还对电容Ｃ充电，并为负载供电。加在二极管Ｄ上的电压为反向电压，使得二极管Ｄ处于截至状态。当ＭＯＳＦＥＴ管断开时，电感上的电流不能突变，还是沿着原方向流动［２８１。这时的电容开始放电，二极管Ｄ由于正向偏置而导通，这样就形成一条回路，电感和电容同时为负载供电。假设二极管Ｄ和ＭＯＳＦＥＴ管上的管压降为零。则可以推出输出电压为：较小，开关管位于整流桥之后，当后级电路发生短路时，可以通过关断开关管来实现电路保护。由于Ｂｕｃｋ电路的功率因数校正在输入电压大于输出电压时才能工作，而它的输入电压在整流后的正弦波电压为０时，就不可能降压了，这样电路就会有一段死区时间影响功率因数校ｉＥ［２９］。因为其输出电压较低，和同功率级别相比，若后级加ＤＣ．ＤＣ电路，其所需电流较大，且开关管的门极驱动信号的接地没有和输出接地连在一起，驱动电路设计起来比较困难，而且输入电流是◎拓扑没有什么优势。２．２．３ＬＥＤ驱动电源的研究与设计脉动的，功率因数校正受到了一定的限制。而且ＥＭＩ比较差，通常需要一个输入滤波电容，且只能降压。通常应用在大电流或者中功率的降压场合。相比起输出高电压的校正拓扑在同功率级别下可以减小输出电流，减小电感体积，ＢｕｃｋＢｕｃｋ．Ｂｏｏｓｔ拓扑式功率因数校正技术Ｂｕｃｋ－Ｂｏｏｓｔ拓扑是常见的非隔离，反极性功率级拓扑。设计者选择Ｂｕｃｋ—Ｂｏｏｓｔ拓扑的原因是其输出电压和输入电压极性相反，输出电压可以高于也可以低于输入电压。由于开关管Ｑ的电流在整个Ｙｔ：关周期由０到ＩＬ变化，因此Ｂｕｃｋ—Ｂｏｏｓｔ的输入电流是非连续的或者脉动的。因为输出二极管也只在开关周期的一段时间内导通，所以其输出电压也是非连续或是脉冲的。典型的Ｂｕｃｋ－Ｂｏｏｓｔ拓扑如图２－６所示。其工作原理是：当ＭＯＳＦＥＴ管０导通时，电流通过ＭＯＳＦＥＴ管Ｑ流经电感Ｌ，电感Ｌ上的电流呈线性趋势上升［３０】。此时，二极管Ｄ由于反向偏置电压而截止。负载的能量由电容ｃ之前存储的能量来供给。当ＭＯＳＦＥＴ管关断时，电感上的电流同样不能突变，仍然沿着原方向流动，由于感应电动势的存在电感Ｌ上的电压极性反向，此时二极管Ｄ上有了正向电压而导通，电感Ｌ一边给电容Ｃ充电，一边为负载提供能量。ＶＲ图２．６典型的Ｂｕｃｋ－Ｂｏｏｓｔ拓扑电路由于Ｂｕｃｋ—Ｂｏｏｓｔ电路既能实现对输入电压的升压又能实现降压，其输出电压可以有较大的选择范围，能更灵活地适应后级电路的设计要求，和Ｂｕｃｋ电路一样，在输出端发生短路时，可以通过关断开关管实现电路保护。Ｂｕｃｋ－Ｂｏｏｓｔ拓扑从使得输入电流的基波和输入电压呈线性关系，减少了对电网的谐波回馈，提高了功率因数。但是由于后级电路的能量都是以电一磁．电的形式转换得到，因此效率比较低。然而开关管所承受的电压应力为输入电压和输出电压之和，这样其所承受的电压应力较大。另一方面，输入电流只有在开关管导通时才会出现，这样承受的峰值电流也比较大，开关管的门极驱动信号接地不和输出接地连接，因此驱动设计比较复杂。由于这种拓扑的输出电压和输入电压极性相反，这也会限制它的应用。由于其输出电流时脉动的，在设计中很难去限制极性反转的电磁干扰。＠２．２．４ＬＥＤ驱动电源的研究与设计Ｂｏｏｓｔ拓扑的功率因数校正技术Ｂｏｏｓｔ拓扑也是非常流行的非隔离功率转换拓扑。顾名思义，Ｂｏｏｓｔ功率转换拓扑使得输出电压高于输入电压，且极性相同。如图２．７所示是典型的Ｂｏｏｓｔ电路拓扑，其工作原理是：当ＭＯＳＦＥＴ管导通时，输入电压向电感Ｌ充电，电感Ｌ上的电流呈线性增长，一部分电能以磁场的形式存储起来。二极管由于反向偏置电压而截止。电容Ｃ利用之前存储的能量向负载供电［３ｌ】。当ＭＯＳＦＥＴ管关断时，电感上的电流不能突变，电感上电压极性反转，二极管受正向电压而导通，输入电压和电感上存储的能量一部分给电容Ｃ充电，一部分为负载提供能量。假设开关损耗和二极管导通电压为零，可以推出电流连续模式下的输出电压为：ｖｏ＝嵋幸而１到一个极限值，一般为输入电压的５．１０倍。Ｌ（２－２）可以看出输出电压不会增大到无穷大，各种阻性元件损耗会使得输出电压达ＶｓＲ图２．７典型的Ｂｏｏｓｔ拓扑电路由于Ｂｏｏｓｔ拓扑的输入电流直接流经电感，运用电流模式可以很方便的对开关管进行控制，对输入滤波电容要求较低，限制电磁干扰比较容易。而且这种拓扑在整个周期内都进行功率因数校正，能获得较高的功率因数。其开关管的门极驱动信号地和输出地连接在一起，驱动电路设计起来相对比较容易。开关管上的输入峰值电流较小，输入电流跟随输入电压相对容易。此拓扑的另一个优势在于后期输出的能量部分是直接由市电供给，另一部分则通过电磁电转换得到，使得其效率相对较高［３２１。开关管上承受的最大电压应力为输出电压值，因此所承受的电压应力相对较低。但是输出纹波较大，一般应用于功率较低（小于５００ｗ），输出电流要求较小场合。输出电流以脉冲形式传送到电容和负载上，会产生一定的噪声。这种电路拓扑在ＬＥＤ驱动电源的功率因素校正上得到了广泛的应用。２．３Ｂｏｏｓｔ功率因素校正器的工作原理Ｂｏｏｓｔ变换器拓扑结构简单，校正效果显著，是有源功率因素校正场合下常ＬＥＤ驱动电源的研究与设计用的拓扑。Ｂｏｏｓｔ功率因素校正器（如图２．８所示）的运行模式有三种：ＣＣＭ（连续导电模式）、ＤＣＭ（断续导电模式）和ＣｒＣＭ（临界导电模式）。虽然ＤＣＭ可以运行在恒定的频率下，这样运行起来就比ＣｒＣＭ简单。但是与ＣＣＭ、ＣｒＣＭ相比，ＤＣＭ具有最高的电流峰值，和ＣｒＣＭ相比没有什么性能上的优势。ＣＣＭ相比ＣｒＣｍ而言，在运行时需要一个更大的滤波电感。这样ＣｒＣＭ下的高频磁心损耗和高频线圈损耗就会更低。因此，ＣｒＣＭ在中低功率设备应用中更为常用。ＣｒＣＭ常常用一个恒定的Ｔｏｎ（ＭＯＳＦＥＴ开通时间）控制，随着线电压在５０／６０ＨＺ周期上的变化，Ｂｏｏｓｔ电感的重置时间变化，为了使其运行在临界模式，运行频率也将跟着改变。在设计中，整流二极管通常是快速恢复二极管，这样可以使得电感电流完全置零。存储在电感中的能量被引入地，ＭＯＳＦＥＴ就可以实现零电压开通这样就减少了导通损耗［３３１。Ｂｏｏｓｔ二极管在零电流下管断，反向恢复损耗和高反向电流的引起的噪音也会被消除。ＶＯＲ州图２．８Ｂｏｏｓｔ功率因素校正器本课题选用ＮＸＰ公司的ＵＢＡ２０１３作为控制芯片。芯片内部ＰＦＣ控制模块（如图２—９）控制ＭＯＳＦＥＴ管的开通时间Ｔ…Ｔ。。时间由Ｖｏ管设定，Ｔ。。脉冲的持续时问随着Ｖｖｏ的增大线性减少。Ｖｖｏ电压是误差电流通过连接到Ｖｏ脚上的阻抗产生的。误差电流是与输出电压成一定比例的电流和内部参考电流Ｉｖｏｒ他Ｄ的偏差。ＬＥＤ驱动电源的研究与设计图２－９ＰＦＣ内部控制模块外部ＭＯＳＦＥＴ最初是通过Ｂｏｏｓｔ电感的次级线圈来驱动。Ｔｏｎ时间开始于ＶＧｚｃＤ值大于Ｖ６ｚｃｏ（ｓｕ。ｔ）值（低于外部ＭＯＳＦＥＴ阀值）的那一刻。这样外部ＭＯＳＦＥＴ就导通，Ｂｏｏｓｔ电感上的电流开始上升。在Ｔｏｎ时间结束时，输出驱动在整个ＴｏＦＦ时问内把ＧＺＣＤ脚拉低。当把ＧＺＣＤ管上的电压拉低后，外部的ＭＯＳＦＥＴ被关断。此时，Ｂｏｏｓｔ电感电流通过Ｂｏｏｓｔ二极管，电感次级线圈上电压反向，使得ＭＯＳＦＥＴ保持在关断状态。只要ＶＧｚｃＤ低于Ｖｏｚｃｏ（ｓｔａｒ０，Ｔ０ｎ定时就会被重置。电感电流线性减小至零，这时次级线圈上的电压反向，使得ＶＧｚｃＤ大于ＶＧＺＣＯ（ｓｔａｒｔｌ，Ｔｏｎ定时从新开启，ＭＯＳＦＥＴ重新开通。这样就完成了一个周期。根据芯片的功能，这里的Ｂｏｏｓｔ功率因数校正工作在ＣｒＣＭ（临界导通模式），电感电流波形如图２一１０所示。可以看出，输入电流波形就会跟随输入电压波形，功率因素也会接近于１。２０ＬＥＤ驱动电源的研究与设计｝ｎｄｕｃｔｏｒＰｅａｌ（ＣｕｒｒｅｎｔＧａｔｉｎｇＳｉｇｎａｌ图２．１０ＣｒＣＭ下电感电流波形在Ｖｖｏ从Ｖｖｏｏ。ｗ）到Ｖｖｏ（１０ｗ）＋ＡＶｖｏ范围内，Ｔ。。从Ｔｏ。（。。）线性变换到Ｔｏｎ（ｍｉ。）。在Ｖ０脚电压Ｖｖｏ（。∞（＞ＶｖＯ（１０ｗ）＋ＡＶｖｏ）时，Ｔｏｎ时间为零，ＧＺＣＤ脚被持续拉低。ＯＶＣ脚是用作过压保护和过流保护的。ＯＶＣ管脚电压和参考电压ＶｏｖＣｆ。ｆ１作比较。当Ｖｏｖｃ＞Ｖｏｖｃ（ｒ。０时，ＧＺＣＤ脚将在Ｔｏｖｃ时间内被拉低起到保护作用。只要Ｖｏｖｃ＜Ｖｏｖｃｏ。ｗ１，ＧＺＣＤ脚会被输出驱动持续拉低。此外，ＯＶＣ管脚可以在ＰＦＣ输出电压的外部ＯＶＣ分配器出现意外开路时提供开路保护功能。只要Ｖｖｏｃ＜Ｖｖｏｃｏ。ｗ１，ＧＺＣＤ管脚就会被输出驱动持续拉低。为了阻止外部ＭＯＳＦＥＴ上持续模糊的驱动信号，在ＶｏｚｃＤ＞ＶＧＺＣＤ（ｓｔａｒｔ）时，ＧＺＣＤ管脚在ＩＧＺＣＤ（。。１电流下充电，通过一个ＴｏｚｃＤ时间的延时，其上电压达到大约８Ｖ（高于外部ＭＯＳＦＥＴ的阀值）。根据指定的ＩＧｚｃＤ（ｄｅｃａｙ），电流在７ｖ时开始衰减，在８．５Ｖ时最终衰减到一个最低值。注意到ＧＺＣＤ管脚上的电压不会被钳位到８Ｖ，Ｂｏｏｓｔ电感二次侧线圈可以使ＧＺＣＤ脚提升至ＶＤＤ。２．４主要参数设计２．４．Ｉ输出滤波电容的设计直流母线电压的最大值应该设定得不能大于滤波电容和ＭＯＳＦＥＴ管的最小值，也不能小于整流电压的最大值【３４】。所以直流母线电压Ｖｂ∞。ｋ的范围为：ｖｂｕｓＰｋ≤ｍｉｎ（％ｓｄｒｖｄｓ，瞻ｌｋｏｄｒｖＥＩｋｏ】９５％，所以％ｕｓＰｋ≤ｒａｉｎ（６００×８５％，４５０×９５％）＝４２７．５Ｖ考虑到线电压是２６４Ｖ，％ｕｓｖｌｖ≥２６４－ｖ／２＝３７３Ｖ２１（２．３）选择额定电压６００Ｖ的ＭＯＳＦＥＴ和４５０Ｖ的电解电容，ｄｒｖｄｓ为８５％，ｄｒｖＥｌｋｏ为（２—４）（２—５）ＬＥＤ驱动电源的研究与设计所以，％ｕ。设定为４００Ｖ比较合理。Ｋｒｉｃ＝一————’ｉＺ：—一一———————了五万——————一一ｏｆＰｅｌｐｐｉｒｚ）一Ｖ００２４１（ＩｘＸ）５ｏ／０Ｈ０ｚ０ｘ８ｘ（Ｆ１ｔ５ｂ＝８（２－６）、ｚ—ｏ７纹波电压为：Ｋ＝‰Ｉ１。√１。去ｌ婴鼍警＝２４００Ｖ（１一乒面）＿２６Ｖ（２．７）所以直流母线电压的峰值为４２６Ｖ，谷值为３７４Ｖ。因此，４５０Ｖ，１５师（±２０％）的电解电容被用作输出滤波电容。２．４．２Ｂｏｏｓｔ电感的设计Ｂｏｏｓｔ电感设计中的最大制约因素是电感值。电感值过大会使得开关频率下降到可听频率范围（≥２０ＫＨＺ），电感值过小会使得开通时间Ｔ。。太小而ＭＯＳＦＥＴ不能开通（≥３００ｎｓ）。除了上面的约束，电感值应该使得ＭＯＳＦＥＴ开通时间为Ｏ．５９ｓ－２０９ｓ。因为ＭＯＳＥＦＴ的开通时间为：ＴＯｎ＿笔尝ｌ１１＿—；？；＿一（２—８）ＬＺ一６，所以，ｓ８州＝等竽＝等等＜Ｌ＜等等＝等＝４．１ｍＨ（２．９）Ｌ≤兰坠竺！号学：竺等等燃２电感值受最小频率限制：ｉ一一２ｆｊｎＰＭａｘ２ｘ２０ｋＨｚ×８５ｗ２２４０Ｖ：２．６ｍＨ一……‘（ｚ．１。）、一一。’最后我们选择１．６ｍＨ作为电感值。２．４．３ＭＯＳＦＥＴ的选择ＭＯＳＦＥＴ的功率损耗包括导通损耗，重叠损耗，充电放电损耗和驱动损耗。Ｐｔｏｔａｌ＝Ｐｃ。ｎｄ＋昂ｖ＋Ｒｄ＋Ｐｄｒ（２—１１）２．４．４导通损耗ＩＱＲｍ。ＬＬ＝ｊ２ＰＭａｘ√１一号要吾竺｝＝了２。ｘ×７。５。Ｗ。ｖ～／１一丽Ｂｖ＇ｉｘｌｇａＶ＝ｏ＿２８Ａ（２一１２）在线电压为１９８Ｖ时，流过ＭＯＳＦＥＴ的电流为：所以，如果选择ＴＫ４Ａ６０（＆ｄｓ）ｏｎ．２Ｑ），ＰｃｏｎｄＬＬ＝略ＲｍｓＬＬ尺（ｄｓ）ｏｎ＝（ｏ．２８Ａ）２Ｘ２Ａｑ＝０．１６Ｗ（２－１３）２．４．５重叠损耗重叠损耗是指ＭＯＳＦＥＴ关断时的损耗：ＰｏｖＬ＝鱼挚ｎ％ｕ。一２扼％Ｍｉｎ）＝面６０ｐＦｘ４０Ｖｘ（１９８Ｖ）２（Ⅱ×４０Ｖ一雾季走学∞ｍａⅢ”２扼Ｘ１９８Ｖ）＝４３５ｍＷ２．４．６放电损耗ＬＥＤ驱动电源的研究与设计（２—１４’充放电损耗是指二极管电容的充电损耗和ＭＯＳＦＥＴ管的放电损耗。Ｐ＝ｄＨＬ２蔫陋３ｓ＋２４‰ｓ）ａｒｃｃ。ｓ而Ｖｂｕｓ＿（５慨删ｅ３、ｊｑ压，，、＇ｇ磊０＂Ｘ１９８ｘ６２。０Ｈ０ｐｘＦ３×。（ｗ２６×４４ｖ。）。ａｖ【［（、３（４００ｖ）３＋２４（２６４ｖ）２４。。ｖ）ａｒｃｃ。５习４丽００Ｖ（４。。ｖ）２＋８（２６４＂）Ｊ８（４００ｖ）ｑ．＝３７１ｍｗ其中ｃＤ＝ｃｄ。＋白＋Ｃｗｎｄ是栅极节点的电容和。２．４．７驱动损耗１Ｉ＝一（５×２６４Ｖ×（２—１５）部，而是耗散在驱动电路上。通常拿它来估计ＭＯＳＦＥＴ的温度性能。（２—１６）２．４．８ＰｄｒＬ。＝絮（１Ｔ－∞＝面０．９８ｘｌｎＣｘｌ３Ｖｘ（１９８Ｖ＇）２一［一１２Ｖ巨矿ｘ１９ｆｌＶ）＝１３ｒｏＷＭＯＳＦＥＴ功率损耗总和ＰｔｏｔａＩ＝Ｐｃｏｎｄ＋Ｖｏｖ＋Ｐｃｄ＋Ｐｄｒ＝１６０＋＋３７＋１３ｍＷ＝９６９ｍＷ驱动损耗就是驱动ＭＯＳＦＥＴ所产生的损耗。它并不真的耗散在ＭＯＳＦＥＴ内（２·１７）２．４．９输出二极管流过二极管的电流：‰撕＝忐＝焉＝１８８ｍＡ（２－１８）ＬＥＤ驱动电源的研究与设计ｌＯＭＵＲ４ＤＳ．１６０Ｓ，，Ｊｒ一Ｊ，■，，Ｊ，—●ｒ，宅，ＴＡ＝１５０℃，皇叫芷《３ｏ／’，Ｆ●ｌ，，ＩＪ‘Ａ＝２５‘Ｃｌｌｌｊ０ｌｌ０．２（）．４０．６．１０．８ｉｌ．２１１４１．６１．Ｓ２ＦＯＲＷＡＲＤＶＯＬＴＡＧＥ《Ｖ）图２．１ｌ瞬态正向电流和正向电压的坐标图由图２—１１知流过二极管的电流为１８８ｒｎＡ时正向电压为Ｏ．９Ｖ，所以二极管的导通损耗是：辱ｗｄＺｏｓ＝啊＾，醐增ｖｒｗｄＡｖｇ＝ｏ．１８８输出二极管选用的是ＭＵＲｌ６０Ｓ。Ｘ０．９＝ｏ．１７Ｗ（２＿１９）ＬＥＤ驱动电源的研究与设计第三章ＬＣＣ谐振变换器的设计３．１谐振变换器拓扑的介绍高效率、高功率密度和更高的元器件密度已经成为了电源设计中的一个共同要求。这就要求功率转换器工作在高频状态下，然而工作频率的增高会使得开关损耗增大因此会降低系统的效率。谐振变换器的应用是一个很好的解决办法，它可以实现很低的开关损耗因而使得谐振拓扑可以工作在高频－Ｆ［３５１。常见的谐振拓扑有三种，它们是ＳＲＣ（串联谐振变换器）、ＰＲＣ（并联谐振变换器）、ＳＰＲＣ（串并联谐振变换器，也称为ＬＣＣ）。３．１．１串联谐振变换器典型的半桥串联谐振变换器如图３—１所示，可以看出谐振电感Ｌｒ和谐振电容Ｃｒ是串联在一起的，它们组成一个谐振网络。这个谐振网络再和负载串联起来。从这个装置来看，谐振网络和负载可以看作是分压器。通过改变输入电压Ｖａ的频率，谐振网络的阻抗也会变化。此时谐振网络的阻抗就会为负载分担一部分电压。因为谐振网络只是个分压的作用，所以串联谐振变换器的直流增益常常是低于１的。在谐振频率下，串联谐振网络的阻抗将会很小，所有的输入电压都加在负载上［３６１。因此串联谐振变换器的最大增益发生在谐振频率上。Ｄ１ｌｒ’毒··ｎＳ１Ｊ●幻Ｇ堕１Ｔ．ＩＯ一ｔｌＳ｛Ｌ，Ｄ２３－１半桥串联谐振变换器串联谐振变换器的优点是：●轻载时输入侧环流小，变换效率高；·谐振电容可以起到隔直电容的作用，它的缺点是：·变压器匝比为１时，电压传输比小于ｌ；２５防止变压器直流磁化。ＬＥＤ驱动电源的研究与设计·采用变频控制工作在电感电流连续模式时，在空载情况下无法控制输出电压。３．１．２并联谐振变换器并联谐振变换器的原理图如图３．２所示。对于并联谐振变换器来说，谐振网络仍然是串联的。它之所以叫作并联谐振变换器，是因为负载是和谐振电容并联的。更精确地说，这个变换器应该被称为能够为带有并联负载的串联谐振变换器［３７］。由于变压器的初级是一个电容，因此在变压器次级加入一个电感来匹配阻抗。｜ｒＩｏ●ｌｌ，／ｏｅ止１丁Ｏ＝ｒｌｓ、声●一ｎＳｌＤ２ｉ●－ｌ３．２半桥并联谐振变换器并联谐振变换器的优点是：·变压器匝比为１时，电压传输比可以大于１；·采用变频控制工作在电感电流连续模式时，在空载情况下可以控制输出电压。它的缺点是：·轻载时输入侧环流大，变换效率低，对于并联谐振变换器，由于负载和谐振电容并联，即使在空载时，输入仍然看作是串联谐振网络的一个相当小的阻抗，因此这将引入相当高的环流能量即使负载为零：·需加入隔直电容防止变压器直流磁化。３．１．３串并联谐振变换器串并联谐振变换器如图３—３所示。它的谐振网络包括谐振元器件：串联Ｌｒ，ｃｓ和ｃｐ。串并联谐振网络可以看成是串联谐振变换器和并联谐振变换器的结合。和并联谐振变换器相同，输出滤波电感被加在次级进行阻抗匹配。对于串并联谐振变换器，它结合了串联谐振变换器和并联谐振变换器的特点。随着负载和串联网络Ｌｒ和Ｃｓ串联，和并联谐振变换器比起来环流能量更ｄ、［３８】。由于加入了并联电容Ｃｐ，串并联谐振变换器可以在没有负载时调整输出电压。２６ＬＥＤ驱动电源的研究与设计斗３．３半桥ＬＣＣ谐振变换器串并联谐振变换器的优点是：结合了串联谐振变换器和并联谐振变换器的优点，有更小的环流能量对负载的变换器不太敏感。它的缺点是：如果输入电压范围很大，在高输入电压时导通损耗和和开关损耗将会增大，因此不能用在输入电压高的场合。３．１．４ＬＬＣ谐振变换器从以上三个谐振拓扑分析可以看出，它们都不适于宽输入电压的场合。在高输入电压时，它们的环流能量高，开关损耗也很高。如图３．４所示，将串并联谐振变换器的电感换成电容，电容换成电感，就可以得到一个ＬＬＣ谐振变换器。在ＬＬＣ谐振拓扑中，Ｌｒ和Ｃｒ决定更高的谐振频率。更低的谐振频率由串联电感Ｌｍ和Ｌｒ决定。Ｏ＇Ｖｌｌｏｊ．”：ｎＳｃＬＬ，ｌ下．ＯｎＳＬ。１Ｌ）２３－４半桥ＬＬＣ谐振变换器事实上，ＬＬＣ谐振变换器已经存在很长时问了。但是由于缺乏对这个变换器特性的理解，它过去常被用作带有无源负载的串联谐振变换器。这意味着它被设计成工作在开关频率大于Ｌｒ和Ｃｒ串联谐振频率的状态［３９１。当工作在这个区域，ＬＬＣ谐振变换器的功能就和串联谐振变换器很类似了。ＬＬＣ谐振变换器的优点是轻载下开关频率变换小，即使空载时也能达到ＺＶＳ（零电压开关）。综上，ＬＬＣ谐振变换器和ＬＣＣ谐振变换器都结合了串联谐振变换器和并联变换器的优点。但是ＬＣＣ相比ＬＬＣ的劣势在于，它不能应用在宽电压输入场合而本设计中的设计要求输入电压并不高，而且输入电压范围也不大，因此ＬＣＣＬＥＤ驱动电源的研究与设计谐振拓扑就足够使用，而且我们所选用的芯片更适合ＬＣＣ谐振拓扑。３．２ＬＣＣ谐振变换器的工作原理在高频开关电源中，基于谐振网络的功率变换器可以使电抗电路元件大幅减少。通过ＺＶＳ（零电压开关）和基本的缓冲电路，开关损耗可以被大量的减少。由于有限的时间用来对并联电容进行充放电，具有很高的不满载效率特点的ＬＣＣ谐振变换器分析起来比较复杂［４０】。ＦＭＡ（基本模式近似）法是最常用的分析方法，它需要假设并联电容波形是方波，这使得分析精度大大降低。这里，我们用的分析方法包含了有限充放电时间的作用，谐振网络增益，并串联电容比，频率响应的特征分析，谐振网络的元件值，电气应力和输出电压的调整力。本文考虑变换器工作在三种模式下，即工作频率等于谐振频率上，工作频率大于谐振频率，工作频率小于谐振频率。３．２．１半桥振荡半桥的振荡是由芯片ＵＢＡ２０１３内部的电流控制振荡器发出锯齿波来控制的，控制管脚是ＣＦ脚。这个锯齿波是半桥频率的两倍。频率由ＣＦ脚的电容和ＣＦ脚的输出电流来决定。通过对ＣＩ脚上的电容充放电来达到频率调整。芯片的控制使得ＭＯＳＦＥＴ管Ｑ２和Ｑ３以略低于５０％的占空比交替导通，如图３—５所示，Ｑ２和Ｑ３的导通时间不会重叠而不会致使他们同时导通。导通时间Ｔｏｎ取决于参考电流ＩＲｒｒ。ＶＯＦ刀／１／１／１／ｌＩｌＩＩｌ１ｉｎｔｅｍａｌｃｌｏｃｋＩｌＩｌｌｌｌＴＮＯ－－，ｑｌＩＩＴＮ＿一卜Ｉｌ３．５振荡器定时容性模式保护在所有振荡状态中是激活的。外接ＲＳ脚上电阻的信号给出了半桥开关模式的信息。如果在Ｑ３开通时候外接电阻不低于ＶＲｓｃ。即，，容性模式检测电流会检测出电路工作在容性模式。只要被检测出在容性模式，一旦容性模式检测的ＣＩ脚电容开始放电，频率就会逐渐增大【４１］。如果没有容性模式被检测出，频率就会逐渐下降到最低。在最大频率下检测出容性模式，会激活内部电⑦流ＩＳＴＯＰ（。ｈ、来为ＳＴＯＰ脚充电。ＬＥＤ驱动电源的研究与设计３．２．２变换器工作频率等于谐振频率当工作频率等于谐振频率时，在一个开关周期内有四个模式（Ｍ１…Ｍ４）如图３—６所示。Ｍ１对应的是ｃｐ充电时期，Ｍ２对应的是整流二级管导通时期（这时期内并联电容上的电压被钳位到直流输出电压值）。由于对称性，Ｍ３、Ｍ４和Ｍ１、Ｍ２相似。Ｏｏ———————————————二———————————————ｏ０５１０ｆ５ｔｉｍｅ。ｕｓ２００５１０’５ｔｉｍｅ．惜２０２５（ａ）（ｂ）３－６工作频率等于谐振频率时电压电流波形变换器在Ｍ１、Ｍ２下的工作特性可以通过等效电路（图３—７）来描述。＋Ｎｖｏ【ａ）３．７（ｂ）Ｍ１、ｌＶｌ２下谐振电路的等效电路电荷在不同模式下传输可以写成：Ｑ觚＝镙≯∞ｋ献。ｄｃ（３－１）嘞ｎ是ｎ模式下所花的时间，ｔＭｎ（ｏ）是该模式的初始时间。谐振时，输出电压为：Ｖｏ＝１ＧｔｒＦＶｉ（３－２）Ｇｔ，是槽路在谐振时的电压增益。从图３－６（ａ）图可以看出Ｍ１时并联电容Ｃｐ从负的钳位电压最低值充电到正的电压最高值。钳位电压的大小等于输出电压映射到变压器初级线圈的大小（ＮＶｏ）。从（３．２）式可得出Ｍｌ下Ｃｐ的充电电荷为：＇ｑ＠雾季天学ａ一”ＬＥＤ驱动电源的研究与设计—ｍＡＶｅｐＭｌ＝等＝２ＮＶｏ＝２ＧｔｒＶｉ＿÷ＱＭｌ＝２Ｇｔ。班ｏ（３－３）为了提供每个模式的最初状态，考虑变换器中的能量流动很有意义。假设工作效率很高，变换器有足够的滤波电容，这样ｖｏ可以被看成在一个开关周期内是恒定的［４２］。激励源的功率Ｐｓ和进入变压器初级线圈的功率Ｐ觚都近似等于输出功率Ｐｏ。Ｂ＝ｖ￡Ｌ（ＱＭｌ＋ＱＭ２）Ｐｔｗ＝２ｖｆＧｔｒ二ＱＭ２，ＢｚＰｔｗｚ昂昂＝篙（３－４）式３－４中，令Ｐｔｗ和Ｐｏ相等，可以表示出半个周期内电荷在变压器初级端的传递：ＱＭ２＝而Ｇｔｒ面Ｖｉ（３－５）现在令Ｐｓ和Ｐ锕相等，利用式（３—３）（３—５）消去ＱＭｌ和ＱＭ２，可以得到Ｃｐｃｐ＝篆＝怒Ａ＝翌ｉＴ其ｅＦＰｄｃ，ｔ，．）＝竿（３－６）（３．７）由于Ｃｐ＞Ｏ，式（３—６）为谐振网络的最小增益提供一个约束，Ｇｔｒ＞１／２。并串联电容比可以定义成：为了方＿便设计，Ａ可以假设成等于１，这样是一个带宽、器件尺寸、电气应力和阻抗匹配的折中。然而标准化的设计程序会可以很容易地为任意的Ａ值提供变换器的性能特性。Ｍ１开始时Ｃｓ上的电压等于Ｍ２结束时电压的负值：Ｋ轴：（ｃＭ２）＝一Ｖｃ。Ｍ，（０）＝％。Ｍ。（０）＋（ＱＭｌ＋ＱＭＺ）把式（３－３）（３－５）代入（３－８）得到Ｍ１开始时的电压：（３－８）％撇（ｏ）＝筹（３－９）在Ｍ１下，整流二极管没有导通，系统由基本的Ｌｃ串联网络组成，如图３－７（ａ）所示。这个串联电容是串并联电容的结合。即：ｏ２南（３－ｌＯ）从图３．７可以看出，１１模式下ｉＬ。的基本表达式是：［‘ＬｓＭｎ∽＝屯Ｍｎ（０）ｃ。ｓ（爿＋‰ｎ（０）压ｓｔｎ（剞３０（３Ⅲ）ＬＥＤ驱动电源的研究与设计Ｍ１初始时电感电压：圪帅（ｏ）＝ｉＶｉ—Ｖｃ讹（ｏ）一‰Ｍ。（ｏ）把式（３·９）代入（３—１２），ｇＶｃ。Ｍ。（Ｏ）＝一ＮＶｏ，所以得出：（３—１２）妩姗（ｏ）＝＿Ｖｉ（４面（Ａ＋ｉＩ）Ｇ；广ｒ－１）（３－１３）从图３－６（ｂ），可以看出ｆＬ州。（Ｏ）＝０。所以把式（３－６）（３—１０）（３—１３）代入（３—１１），得出：ｉＬｓＭ。（归蒜糍揣蚓礼（２Ⅳ把（３－３）（３—６）（３－１４）代入（１）解出ｔ＝ｔＭｌ：（３—１４）‰＝；揣ｃ×（７Ｔ－－ＣＯＳ－１（∞＋。ｌ㈣）（２Ｇ陪ｔｒ－１），２“））（３－１５）把式（３—１５）代／ｋ（３—１４），得到Ｍ２初始状态：Ｉ‘ＬｓＭ２（ｏ）＝等把式（３．１４）微分，插入式（３．１５），（３－１６）‰Ｍ２（０）＿ｋ轧一‰）＝一坐篆筹型开关的角度看：（３－１７）在Ｍ２下，整流二极管导通，Ｖｃｐ被钳位到ＮＶｏ，如图３－７（ｂ）所示。从电源ｃｅ＝鲁Ｃｐ，得到：（３—１８）把初始条件式（３．１６）（３．１７）和Ｃｅ代入式（３．１１），消除用式（３．６）消除也Ｍ２（归导ＸＣＯＳＩｌｔ２Ｎ《（３—１９）在ｉＬ。＝０时，Ｍ２模式结束，因此将式（３－１９）等于０，令ｔ＝ｔＭ２可得：％２＝丽１一一Ｖｉ（Ｇｔｒ４（Ａ＋１）（ａｔｒ－１）＋１）删扎㈢４Ⅳ扼瓦习丽“““Ｉ““×伽一、，…（１＋Ａ）（Ｚ，ａｔｒ＿ｌ…）Ｚ＿Ａ而）３ｌ（３—２０）由于对称性，谐振频率可以由模式时问得出：二＝面丽１（３—２１）ＬＥＤ驱动电源的研究与设计将（３．１５）和（３．２０）式待入（３．２１）式可以得出Ｌｓ的值：ｋ门’利用式（３．１５）和（３．２０）Ｆ２变成了只含Ａ和Ｇｔｒ的函数。注意，式（３．２２）２争眦Ｇｃｒ）其中眦Ｇ圩）２而瓣１』ｖ一＾Ｌ上ｔ，ｒｔ—亭卞—芹＝厂（３－２２）中的、瓜可以被式（３．１５）（３—２０）消除。Ｑ＝２ｒｔ丽器＝２ｒｔ嚣（３－２３）谐振变换器中一个关键的因素是品质因素Ｑ，在Ｍ１模式的初始状态定义为：Ｍ１模式初始状态的能量存储：Ｂ：型＋掣（３－２４）２Ａ２每个周期能量的耗散为：如＝怒（３＿２５）将式（３—９）、（３－２４）和（３—２５）代入（３—２３），且已知‰Ｍｌ（Ｏ）＝－ＮＶｏ，得：Ｑ＝坐巡坐掣、ｏｏ－１）ｚ（４）６２－３（、…７应该注意到能量在每个模式下都发生变化，相应的模式下能量先储存再传递到负载上，所以品质因素Ｑ也在每个模式下变化。３．２．３槽路电流随负载变化为了维持不满载情况下效率，理想的是ＲＬ增加，槽路电流ＩＬｓ随着减小。从式（６）得：Ｇ打一ｉＡｔ．＝２Ｎ２尺Ｌ二ｃｐ（３－２７）因为仔会随着ＲＬ的增大而增大，所以如果ＲＬ增加一倍，那么等式（３。２７）的右边则至少会增加一倍。值得注意的是负载接近短路的话，ｃｐ也相当于被短路，谐振频率就由串联谐振器件决定。相反地，如果输出开路，整流器相当于断开，ｆｒ就和Ｃｐ和Ｃｓ相关，产生一个更高的谐振频率。因此，如果等式（３．２７）右边最初很大，ＲＬ增加一倍也会使得Ｇｔｒ大于增加一倍，因此要求工作在谐振频率以上来调整输出电压。这也导致Ｉｌ。也会比需求的要高。相反地，如果等式（３．２７）右边相对较小，对于最小的ＲＬ，随着电阻的增加ｆｒ不会有太大的变化，Ｇｔｒ将继续保持恒定，工作状态能维持在接近谐振频率上。这意味着拥有好的负载性能要求两个条件［４３】。第一，Ａ必须足够大以保证稳定的谐振频率。第二，Ｇｔｒ应该选择在１／２左右。３．２．４通过谐波激励的有功功率转换对ＬＥＤ驱动电源来说，良好的电压调整率是必要的。这就由必要利用谐波ＬＥＤ驱动电源的研究与设计出峰值电流出现在Ｍ１或Ｍ２模式中。如果ＭＩ模式结束时ＩＬｓ的导数是正的，也就是说ＶＩ。Ｍ２（Ｏ）＞０，见（３—１７）式，峰值电流发生在Ｍ２模式。相反地，如果斜率是负的，电流在Ｍｌ模式下已经出线峰值了。通过式（３．１４）（３—１９）可以得到峰值电流式（３．２８）：，ｐＬｓ２面瓦鬲吾赫Ｌ＋里二里翌丛生坚曼二兰坐堡兰羔星三至｝型兰卫生生生生也／）／∞．（４ａｃ刍－４ａｃｔｒ＋４Ｇ２－４Ｇｔｒ＋１）＋１）（４Ａ靠一１）＼对于一个特别的高效工作在谐振频率，且占空比为５０％的变换器，ＩＬ。可以假定是正弦的，所以为变换器提供的功率都是有功功率。因此对于第一个近似的Ｐｉｎ＝＠㈢，ｖｏｕ严（Ｖ吼ｉＧｏｒ．）２－，Ｐｆ礼＝‰（３－２９），ｐ＝尝１ｐ一面瓦”３０）ｔＪ－Ｊｕ‰。ｍ－＝ｆ降）Ｉ（３—３１）这里，易Ｌｓｎｏｍｌ是峰值电流标准化成等效的正弦曲线，工作在谐振频率，通过式（３．１５），（３．２０），（３．２２），（３—２８）和（３－３０）可知他是个关于Ａ和Ｇｔｒ的函数。３．Ｄ图可以看出式（３．３１）的特点，Ｉ。Ｌ。趋向于式（３．３０），也就是说式（３．３１）趋向于０。也可以看出在一定区域内，随着Ａ和Ｇｔｒ的变化，电流应力的变化时很明显的。为了完整的表述，图３－９提供了一个在Ｇｔｒ和Ａ取最小值的区域的３一Ｄ图，这是图３．８的放大视图。很明显如果正弦曲线电流引入的话，会存在Ｉ。Ｌｓ低于期望值的区域，这意味着很多有功功率通过谐波被传输。从图３－９也可以看出，随着Ｇｔｒ的变化，最小峰值电流发生在一个特别的点上这时的Ａ值可以被计算出。结果由图３．１０给出。峰值电流下降的百分比也由图３．１１给出。这样减少槽路器件电流应力的缺陷是Ａ值必须选的小，这样谐振频率会随着负载变化而大幅变化，从而降低不满载情况下的效率。这样的设计适合负载变化不大的设备。０㈣ｎ２ｏＴｌ５ｎ１ＬｓｎｃｗｎｌＬＥＤ驱动电源的研究与设计０．（３６Ｏ５４３，。５最＇３．８归一化谐振时电感电流３．Ｄ图ａ２５ａ２ｏ．１５ｏ‘＇ＬｓｎｃｌＴｎｌＯ憾Ｏ－ａ０６－０，１３－９Ｇｔｒ和Ａ取最小值的区域的３．Ｄ图索季走学ｍｍ口ｍ＂ＬＥＤ驱动电源的研究与设计ＲｅｓｏｎａｎｔｔａｎｋｇａｉｎＧｌｒ３．１０相对Ｇｔｒ来说峰值电流减小的最优ＡＲｅｓｏｎａｎｔｔａｎｋｇａｉｎＧ打３．１１最优Ａ相对Ｇｔｒ的电流减小３．２．５元器件参数选择的影响从式（３．６）可以得出：ｏ＝怒（３－３２）串联电感可以由式（３．２２）得出：３５ＬＥＤ驱动电源的研究与设计Ｌ，＝华足（Ａ，Ｇｔ，）ｒ３—３３）利用式（３２）（３３）得出仔，再让其相等，可以得到：．生．＝—Ｐ２（ａ—，Ｏｗ）４Ｎ２ＲＺｃｖＲ（Ｇ竹）利用式（３２）（３３）消去Ｎ２ＲＬ：～，ｐ一一厅：三ｆ型型型２ＮＩ—Ｌｓｃｖ（３－３４）ｆ３．３５）等式（３．３４）（３．３５）对元器件参数选择影响给了个直观的认识。Ａ和Ｇｔｒ值相似的变换器拥有类似的特性，如他们标准化的频率响应。从式（３—３４）可以看出通过保持等式左边和Ａ值恒定，维持Ｇｔｒ一个指定值，可以使变换器元器件值改变。这意味着ＲＬ增大２倍的情况下，维持Ｇｔｒ使得Ｎ保持不变，Ｌｓ／Ｃｐ增大４倍。然而，一般来说这会导致ｆｒ改变。如果这不是想要的，从式（３５）可以看出为了保持ｆｒ，则需要一个恒定的ＣｐＬｓ，因此可以上Ｌｓ增倍，让Ｃｐ减半。如果想要变换器总增益Ｇｔｒ／Ｎ增大一倍，为了保持Ｇｔｒ不变，Ｎ需要减半。然而，Ａ和Ｇｔｒ保持恒定，式（３．３４）左边的Ｌｓ／Ｃｐ就要减小到１／４，这样就导致谐振频率会发生变化。从式（３．３５）式可以看出，为了维持谐振频率，则需要Ｃｐ增倍，Ｌｓ减半。如果在额定负载下，要改变抒而保持Ｎ，Ｇｔｒ和Ａ不变，通过合理的器件选择也是可以达到的。从式（３—３４）（３—３５）可以看出，如果想要丘增大一倍，可以让Ｌｓ和Ｃｐ分别减半［４４］。因为增益通常是变换器设计中的决定因素，式（３．３４）对元器件的选择还是有很大帮助的。３．２．６开关频率大于谐振频率Ｇｏ是槽路增益。图３．１２是典型的运行在谐振频率之上的电流电压波形图，它有六个模式（Ｍ１，Ｍ２…Ｍ６）。由于对称性，我们只需要分析它的前半周期的运行方式。Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３模式下的等效电路分别如图３．１３（ａ）．（ｃ）所示。输出电压为：屹＝ｉＩｘ０Ｋ（３—３６）定义谐振频率和开关频率的比例因素是ｆｍ：正＝厶再（３－３７）其中ｆｒ是谐振频率，ｆｓ是开关频率。Ｇｏ是谐振槽路在开关频率ｆｓ下运行时的增益。因为槽路运行在谐振频率之上，所以ｆｍ＞ｌ。在变换器中，需要重点考虑功率转换机制。为了使得变换器高效运行，我们可以把Ｐｓ，Ｐ觚和Ｐｏ视作相等。根据图３．１２，我们可以写出下列表达式：３６ＬＥＤ驱动电源的研究与设计Ｂ＝Ｋ石ｎ．厅（ＱＭｌ＋ＱＭ２＋Ｑ肘３）Ｒｗ＝２Ｇ。Ｋ扁再（一ＱＭｌ＋Ｑ＾ｆ３）．只≈Ｐｔｗ≈己一Ｐ００＝！ｉ塑ｋＪ－Ｊｏ）ＲＺＮ、ｏ。。７从图３．１２可以看出在Ｍ２模式下没有能量传输到负载，因为没有电流进入变压器的初级。在Ｍ２模式下，所有回路电流给Ｃｐ充电使得电压从．ＮＶｏ到＋Ｎｖｏ，当式（３．５）用作ｃｐ的一个替代时，充电电荷为：ＱＭｚ＝１ＶｉＧＯ丙（２Ｇｔｒ－１）（３－３９）因为推导的方法和之前所用的类似，这里就不重新推导了。：２。２，ｔ１０“．２。Ｏ《．＿￡，：，…了…～ｉ…～争一…矿……一１０…（ａ）３．１２２蜘．№ｔｉｍｅ．璐工作频率高于谐振频率时电压电流波形≯……。ｊ…“ｉ７矿“ｊ…苫～～…话（ｂ）３．２．７轻载变换器一Ｉｔ，Ｌ，Ｃ．批一Ｉｔ，Ｌ，Ｃ，ｑ—ＩＬ．Ｌ，Ｃ，帆（ａ）（ｂ）（ｃ）３．１３重载时变换器工作模式Ｍ１、Ｍ２和Ｍ３的等效电路轻载时的分析方法和重载情况类似。图３．１４是轻载情况下运行在谐振频率之上的电流电压波形。变换器的工作模式可以分为６种（Ｍ１，Ｍ２…Ｍ６）［４５】。由于前半周期和后半周期的对称性，我们只需分析前半周期的工作模式。通过图３—１４，Ｐｓ，Ｐｔ、）ｌ，和Ｐｏ的表达式可以导出，注意在Ｍ２模式下没有能量传递到负载：Ｂ＝Ｋ．７；礼二（ＱＭｌ＋Ｑ＾彳２＋ＱＭ３）Ｒｗ＝２Ｇ。Ｋ扁异（一ＱＭｌ＋ＱＭ３），Ｂ≈ｖｔｗ≈昂Ｐ＝尝００４－３７ＬＪ－‘ｔｕ）ＮＺＲ、—Ｏ式（３—５）用作Ｃｐ的替代时：ＬＥＤ驱动电源的研究与设计在Ｍ３和Ｍ４期间所有回路电流给Ｃｐ充电，其电压从－ＮＶｏ上升到ＮＶｏ，当至鬻＝一ＱＭｌ＋ＱＭ３１，（３－４１）由于轻载情况下模式时间的计算和之前在谐振频率点工作类似，所以这里就不推导了。∞Ｓ…ｉ。◆Ｏｏ；二弘一７＼／■０｛２３４！｜八、｝；黧＼，厨雕ｌ。鄹一《，芒￡嚣蛐５０｛６７。◇慧｛：０Ｓ８｛７ｔｉｍｏ．∞一ｃ，一批一≮（ａ）（ｂ）（ｃ）３．３ＬＣＣ谐振变换器的参数设计根据上面的一些公式，我们可以计算出本设计中ＬＣＣ谐振部分的关键元器件参数。从Ｂｏｏｓｔ功率因素校正级输出的ＢＵＳ电压是直流４１０Ｖ，半桥部分相当于一个方波发生器，因此ＬＣＣ谐振部分的输入电压Ⅵ为２０５Ｖ。我们设计的输出电压最大值Ｖｏｍａｘ为６２Ｖ。输出端整流二极管的正向导通电压Ｖｄ为０．９Ｖ．额定输出电流Ｉｎｏｍ为１．２Ａ。芯片工作的谐振频率行为４３ＫＨＺ。根据Ⅵ和Ｉｎｏｍ可以大致设定变压器原副边的匝比Ｎ为３。谐振部分总的电压增益Ｇｏ：Ｇｏ＝≯Ｌ’ＯｍＣｌＸ可以得出Ｇｏ为３．３０６．（３—４２）输出端等效负载ＲＬ：◇Ｒ．＝—Ｖｏｍａｘ—＋ＶｄＬＥＤ驱动电源的研究与设计（３－４３）１ｎｏｒａ计算得出ＲＬ为５２．４１７Ｑ。实际有效电压增益Ｇ：Ｇ＝Ｇｏ（１＋彘）计算得出Ｇ为３．３５４。谐振部分的电压增益Ｇｔｒ为：（３．４４）Ｇ打＝巡警型计算得出Ｇｔｒ为０．９２。（３－４５）由式（３．６）可以看出Ｃｐ和Ｇｔｒ、ＲＬ、Ｎ、Ｆｒ有关。而且这些值已知，所以可以直接求出Ｃｐ为１０１１Ｆ。在ＬＣＣ谐振设计中，我们希望只由Ｌｓ和Ｃｐ参与谐振，而Ｃｓ作为隔直来用。所以我们设定Ａ为０．１。根据式（３．７）可以得出Ｌｓ为１００ｎＦ，实际中我们选用的Ｌｓ为２２０ｎＦ。由式（３．２２）可以计算得Ｌｓ为６５１ｕＨ。实际中我们选择Ｌｓ为７００ｕＨ。３９ＬＥＤ驱动电源的研究与设计第四章ＥＭＣ设计随着开关电源技术的发展，ＬＥＤ驱动电源工作的开关频率越来越高，电源回路电流和电压剧烈变化时包含较多的高频成分，这些高频成分很容易产生电磁波辐射和电磁耦合，电磁干扰的影响就越来越突／出［４６１。ＥＭＣ（电磁兼容）也成了衡量ＬＥＤ驱动电源的一个重要的指标。ＥＭＣ设计的设计和优化贯穿于整个电源设计中。很多时候我们会听说ＥＭＩ（电磁干扰）和ＥＭＣ，其实它们是两个含义对立的术语。ＥＭＩ的含义是：一台电子设备通过电磁能量传递的方式对另一台正在运行的电子设备产生的干扰［４７１。而ＥＭＣ的含义是，运行的电子设备之问互不进行电磁干扰，或者电磁干扰很弱不会影响到设备的正常运行。从ＥＭＩ的含义来看，我们可以看出电磁干扰中有三要素：干扰源（发出电磁能量的源头），敏感源（受干扰的设备）和耦合路径（电磁能量传递的路径）。ＥＭｌ只有在上述三要素同时存在时才会产生。也就是说，要抑制ＥＭｌ只要消除其中的任意一个要素，这样就会到达设备问的ＥＭＣ。因此消除哪个要素成了我们要考虑的问题，尽管可以对耦合路径作一些屏蔽或隔离措施使得敏感源受到的电磁干扰减少，但是我们实际操作中一般是消除或者抑制干扰源［４８］。相对抑制电磁干扰中的其他两要素来说，消除或者抑制干扰源是最为直接、经济、有效的的方法。ＥＭｌ分为传导干扰和辐射干扰两种。传导干扰是指通过导电介质把一个电网络上的信号耦合（干扰）到另一个电网络。辐射干扰是指干扰源通过空间把其信号耦合（干扰）到另一个电网络。在高速ＰＣＢ及系统设计中，高频信号线、集成电路的引脚、各类接插件等都可能成为具有天线特性的辐射干扰源，能发射电磁波并影响其他系统或本系统内其他子系统的正常工作［４９１。开关电源通常是一个复杂的电气系统中的一部分，这个系统的电信号的赋值和能量比开关电源的要低。这就意味着开关电源通常是整个系统中最大的电气干扰源。４．１传导干扰传导干扰可以将电路理论和数学知识结合起来对电磁干扰中各个元器件的特性进行研究。传导干扰分为ＣＭ（共模）干扰和ＤＭ（差模）干扰。４．１．１共模干扰共模干扰是线和地之问的干扰。对共模干扰贡献最大的是原边对地的寄生电容。共模干扰信号的三个传播途径是开光管和散热片间的电容，变压器初次级线圈间的的电容和杂散的原边导线电容如图４—１所示。共模由高频脉冲组成，高频噪声下，很可能把高频变压器视作为一个耦合电容从而无障碍地通过［５２１。ＬＥＤ驱动电源的ＥＭＩ设计遵循ＥＮ５５０１５标准。在ＥＮ５５０１５中，传导干扰ＬＥＤ驱动电源的研究与设计的频率在９ＫＨ．３０ＭＨＺ之间，辐射干扰的频率在３０ＭＨＺ．３００ＭＨＺ之间。开关电源中可能存在杂散电容，因为开关电源和别的电源比起来，尺寸比较小封装密度高。共模干扰信号出现在输入输出线上，它的电流方向如图４．２所示。ＰＲＩＭＡＦＩＹＳｌＤＥＴＯＧＦＩＯＵＮＤＣＡＰＡＣＩＴＡＮＣＥ０图４．１开关电源对地的寄生电容ｋＭ图４．２共模电流方向共模电流干扰电流可以由设备外部因素在电缆上产生，也可以由设备自身的因素在电缆上产生。由设备外部产生的共模电流时设备受干扰而出现的故障或降级原因；由设备内部产生的共模电流是设备传导发射或辐射发射超标的原因。４．１．２差模干扰差模干扰也就是线和线之间的干扰，即电源火线和零线之间的干扰。它是由电磁耦合产生的，也叫常模或横模干扰。差模的电流流向如图４．３所示。差模干扰信号试图通过各条支路把能量驱散到中线上。如果差模干扰有足够的电压（或能量），首先危害的是开关电源，其次是其他电子设备。如果电压过度偏置，整＠此差模干扰在输入输出线上都会出现。ＬＥＤ驱动电源的研究与设计流二极管Ｐ－Ｎ可能会被击穿。如果噪声电压极性相反，超过正常工作电压限制，电容可能被击穿。如果噪声峰值过高，可能会导致变压器隔离失效［５０】。差模干扰的传播是通过输入线传入公用系统，通过直流网络传入功率变换器的负载。因传导干扰通过线性阻抗稳定网络（ＬＩＳＮ）中５０Ｑ的电阻来耦合，如图４－４所示。ＬＩＳＮ用在标准传导干扰测试中，将在下文介绍。由于ＭＯＳＦＥＴ管的开关性质，部分开关电流流过５０Ｑ的电阻如图４—２虚线所示。因为ＣＦ有寄生电感ＬＦ和等效串联电阻ＲＦ，有一定的干扰电流会流过串联电阻［５１】。一般来说，差模干扰电流和负载有关，受ＣＦ和ＬＦ的影响。图４－３差模干扰电流方向———————－◆Ｃｍｍｏｎｍｏｏｔ，Ｃｔ．ｔｒｅｒｎ一－＿－＋Ｃ嘲Ｅ叭ＴＨ—ｏ恻Ｃｒ………·．．Ｏ脚蜘Ｕ珊ＭｏｏｅＣ㈣呲图４－４开关电源中的差模和共模电流方向电缆中的差模电流主要以电路的工作电流为主。外界因素也会导致差模电流，其机理有以下三个：（１）外界电磁场在电缆中的导线形成的环路中感应出噪声电压，从而形成差模电流。但是，由于电缆中的导线之间的距离很近，形成的环路面积很小，因此感应出的电压一般很小（电磁感应电压于接受环路的面４２ＬＥＤ驱动电源的研究与设计积成正比）。（２）外界因素（地线电压、电容和电感耦合的共模电压等）在电缆上导致的共模电压，由于电缆所连接的电路的不平衡性，导致了差模电流。（３）为设备供电的电网上连接了其他设备，这些设备产生的差模干扰电压导致了差模电流，典型的情况是感性负载通断时产生的脉冲干扰。４．２传导型ＥＭＩ噪声的测量典型的用来对ＥＭＩ滤波设计系统测试的原理图如图４—５所示。线性阻抗稳定网络（ＬＩＳＮ）的目的是为传导噪声的传播提供稳定的阻抗，使得正常流过受试设备的功率不被干扰。在电源相线频率下，ＬＩＳＮ在功率源和负载之间提供一条低阻抗路径，在负载和地之间提供一条高阻抗路径。对地的５０Ｑ阻抗实际上市频谱分析仪或测量ＥＭＩ噪声的仪表的输入阻抗。换句话说，ＬＩＳＮ是一个缓冲网络，它在电源线和输电线路连接时：（１）只允许直流功率或交流功率通过测试样品；（２）阻止测试样品的电磁噪声返回功率总线；（３）阻止输电线射频耦合到测试样品上。在传导干扰测试中，线性阻抗稳定网络被放置在产品和和时间功率线之间。线性阻抗稳定网络的一端接到电源线的火线，一端接到电源线的零线。５０Ｉ＿ｔＨ的线性阻抗稳定网络电路常常用来测试传导干扰如图４－６所示。线性阻抗稳定网络中在功率线段的ｌ师电容Ｃ２把实际功率线上变化的电阻短路掉，以防影响测试结果。５０１－ｔＨ的电感随着频率的上升，其阻抗增大。Ｃ１在传导干扰测量设备间和功率线间起耦合作用。１０００Ｑ的电阻Ｒ１在线性阻抗稳定网络移开功率线时接受电容的放电。通常测试用两个线性阻抗稳定网络就可以完成，如图４—５所示。火线和零线的噪声程度是分开测试的。其中只要有一条线上的传导测试不过，那就说明这个设备的电磁兼容性不够。值得注意的是，差模噪声电流两个串联起来的５０Ｑ的电路。另一方面，对于共模干扰电流，两个５０Ｑ的电阻式并联的，因此对共模噪声负载相当于只有２５Ｑ。火线和零线之间的传导噪声可以被表示出：ｖＬＩＮＥ＝％Ｍ＋％Ｍ‰Ｅ￡，丁Ｒ舡＝％Ｍ一％Ｍ因此我们可以用以下等式计算共模噪声和差模噪声：（４－１）（４—２）％Ｍ＝（ｖＬｊⅣＥ＋‰Ｆｕ了’肌Ｌ）／２ＶｒＤＭ＝（睨，．ⅣＦ—ｙｋＦｕｒ尺ＡＬ）／ｚ（４—３）（４－４）频谱分析仪从线性阻抗稳定网络接受传导噪声。这个噪声需要分别通过式（４—３）和（４．４）将共模成分和差模成分分离开。０ｌ，ｌＳＮＬＬＥＤ驱动电源的研究与设计ＧＮ４．５用ＬＩＳＮ测试传导干扰５０ｎ＾蚝Ａ窜嶙ｌ狰’６蚋ＳｌＲＵ＾艇翱ＴＯ秘∞ｎ琵ＲＭＩ黻ｔ＂，ＯＮ４－６用来测试传导干扰的５０Ｉ．ｔＨ的ＬＩＳＮ电路４．３共模噪声和差模噪声的分离在ＥＭＩ滤波器设计中，通常用功率组合器将共模噪声和差模噪声分离开。功率组合器有两种类型：０。和１８０。（频率响应宽）。它的工作原理是结合两个功率输入。这里将从火线和零线输入的功率表示成ＰＬ和ＰＮ，组合器的输出功率为Ｐ。为：Ｐｏ＝—（ＰＬ＿＋Ｐ—Ｎ）＋ｆｆ；×ＰＮ’×Ｃｏｓ００表示功率组合器的相位差。功率组合器０度时的输出功率为：（４—５）Ｐｏ（Ｏ。）＝ＰＬ＋，ＰＮ＋—丽ｉ相似地，功率组合器１８０度时的输出功率为：Ｐｏ（４．６）０８０。）＝＿ＰＬ＋－ＰＮ一护雨ｉ（４．７）现在ＰＩ和ＰＮ为：ＬＥＤ驱动电源的研究与设计吃＝（ｒＵＮＥ）２／Ｒ尸Ⅳ＝（ｖＮＥＥ，丁只一Ｌ）２／尺（４—８）（４—９）然后将式（４．１）和（４．２）代入（４．６）（４．７），我们可以获得以下功率等式：吃＝（％Ｍ＋％Ｍ）２／尺（４－１０）ＰⅣ＝（％Ｍ一％＾ｆ）２肛现在，我们可以通过ＬＩＳＮ得出功率组合器Ｏ度和１８０度的输出功率：…，（４一１１）ｅｏ（Ｏｏ）＝２ｖ。ｄＭ（４．１２）（４－１３）Ｐｏ（１８００）＝华和ＶＤＭ。…２其中Ｒ是功率组合器的电阻。到此，我们可以通过频谱分析仪测量出ＶｃＭ在传导干扰的测量中，微伏（ｗ）级通常用来作参考单位。从式（４．１２）和（４．１３）中，噪声分离器的输出电压将用过频谱分析仪测出，单位为ｄＢＬｔＶ。４．４ＥＭＩ滤波器的设计典型的抑制开关电源中共模干扰和差模干扰的滤波拓扑如图４．７所示。其中ＬｃＭ是共模电感，ＬＤＭ是差模电感，Ｃ；１和Ｃｘ２是差模电容（Ｘ电容），Ｃ，是共模电容（ｙ电容）。共模电感是两组线圈绕制在同一磁芯上，且两组线圈圈数相等，导线直径相等绕向相反。它的特点是由于同一磁芯上的两组线圈绕向相反，所以不存在磁芯饱和的问题。市场上用的比较多的磁芯材料是高导铁氧体材料。差模电感是绕在一个磁芯上的一个线Ｎ［５３］。它的特点是应用在大电流场合。由于一个磁芯上绕一组线圈，当流进线圈的电流增大时，线圈中的磁芯会饱和。市场上用的比较多的磁芯材料是金属粉心材料。图４．７典型的ＥＭＩ滤波器为了方便理解，我们给出了共模干扰和差模干扰的ＥＭＩ等效滤波电路图（图４．８、图４．９）。共模干扰信号只和Ｙ电容和共模电感有关，Ｙ电容并接在火线和地线以及零线和地线之间，如图４．８所示。共模电感滤波的原理是：两个线圈绕４５０象季戈学诚缸ｎ一＂ＬＥＤ驱动电源的研究与设计在同一磁芯上，匝数和相位都相同，绕制反向。这样，当电路中的正常电流流过共模电感时，电流在同相位绕制的电感线圈中产生相反的磁场而相互抵消，此时正常信号电流主要受线圈电阻的影响（和少量因漏感造成的阻尼）；当有共模电流流经线圈时，由于共模电流的同向性，会在线圈内产生同向的磁场而增大线圈的感抗，使线圈表现为高阻抗，产生较强的阻尼效果，以此衰减共模电流，达到滤波的目的。而差模电感和共模电感的漏感对差模干扰信号起作用，差模滤波等效电路中Ｘ电容跨接于火线和零线之间，如图４－９所示。虽然另个Ｙ电容对差模干扰信号也有作用，但是它的作用可以忽略。有时候为了减少ＥＭＩ滤波器的成本和尺寸，差模电感的功能可以用共模电感的漏感来替代［５４】。传导ＥＭＩ滤波器的作用还取决于噪声源。对开关电源来说，共模噪声源可以被看做是一个高阻抗的Ｚｐｃ并联一个电流源的模型，差模噪声源在整流二极管打开的时候也可以被看成一个高阻抗的Ｚｐｄ并联一个电流源模型，在整流二级管关断的时候，可以看成一个地阻抗的Ｚｓｄ串联一个电压源。差模噪声源就在这两个模型中变换，很难去辨别哪个模型带来了差模干扰［５５】。这样的话，如果传导噪声源的阻抗不可忽略的话，设计传导ＥＭＩ滤波器就会比较麻烦。（＋）图４－８共模滤波等效电路兰墨型＾ｋ冰势￡·Ｄ￡ａｏｎ，ｔ＇ｅｄｅａｒ｝１００ｔＱＵ｜卜件图４－９差模滤波等效电路ｆＤＭＮＢＦａｅ勘Ⅲ谢为了采用一个简单的模型来设计可以忽略噪声源阻抗影响的传导ＥＭＩ滤波ＬＥＤ驱动电源的研究与设计器，ＥＭＩ滤波器元件的原则必须满足一下要求：１．对于共模滤波等效电路：１／２ｗ０《Ｚｐｃ，（０（Ｌｃ＋Ｌｄ／２）》２５１１２．对于差模等效电路而已：０１＝Ｃｘ２＝Ｃｘ如果整流二极管关断：１００１２》（１／山Ｑ）》Ｚｓｄ如果整流二极管打开：（４－１４）（４－１５）（４—１６）（＾】（ｋ）》ｌＯＯｆｌ，Ｚｐｄ》（１／６０Ｑ）》１００１１（４—１７）其中∞是共模干扰信号和差模干扰信号的角频率。当以上阻抗条件满足后，共模干扰和差模感性等效滤波电路可以被简化成Ｌ．ｃ滤波器如图４．１０和图４．１１所示。通过互易定理，没有Ｌ—Ｃ滤波器噪声源的输出功率和同样噪声源有Ｌ—Ｃ滤波器的输出功率Ｐｏ’之比定义为Ｌ—Ｃ滤波器的衰减（Ａ）。由于对同样的负载阻抗，输出功率与输出电压的平方成比例【５６］，Ｌ．Ｃ的衰减（Ａ）可以描述为：Ａ（ｄＢ）＝１０ｌ０９１０尼／巧＝２０ｌｏｇｌｏ（１Ｖｏ／Ｖｏ＇１）（４—１８）其中ｖ０和Ｖｏ’分别是带Ｌ．Ｃ滤波器和不带Ｌ．Ｃ滤波器的输出噪声电压。因为高频传导噪声ｆ》五，其中五＝１／２ｎ、厂丽，通过电路原理可以证明出二次Ｌ．Ｃ滤波器的衰减（Ａ）可以简化成：Ａ（ｄＢ）＝２０ｌ０９１０（１１一ｆｆｌｆＤ２Ｉ）＝４０ｌ０９１０（［ＩｆＤ现在共模和差模的衰减可以表示成：（４—１９）（咋。ｐ，ｃＭ）ｄＢ＝４０１０９。。ｐ／厂Ｒ，ｃＭ）化ｅｐ，。Ｍ）ｄＢ＝４０１。ｇ，。（厂／厂Ｒ，。Ｍ）相交点。如图４－８（ｄ）图４－９（ｄ）所示。（４－２０）（４－２１）这样，两个转折频率厂ＲｃＭ和氐ＤＭ对应于４０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅ斜率的频率轴上的最小（ａ）（ｃ）４７ＬＥＤ驱动电源的研究与设计Ｃ磁＾Ｉｔｏｎｕｓｔｉｏｎ算Ｖ：／．１、Ｆｒ“ｌＵｓｎｏｙ（ｄ）图４—１０（ａ，ｂ，ｃ）共模噪声电路的等效模型（ｄ）衰减结果和转折频率上聃（Ｉ牡口＋己峨·）（ｃ）ＤＭ＾ｔ）ｏｎｕａｔｉｏｎＦｒｏｑｕｏｎｏｙ（ｄ）ｆＲ，ｃ矿丽１如果Ｌ。》；如ｆＲ，ｃＭ图４一ｌｌ（ａ，ｂ，ｃ）差模噪声电路的等效模型（ｄ）衰减结果和转折频率设计的最后一步是决定电感、电容的值：２葡素丽（４－２２）２而１２哥霖恚菰（４—２３）对于共模元件，为了安全考虑，Ｙ电容不能超过５４００ｐＦ。所以我们所选的Ｙ电容为４７００ｐＦ。选取共模转折频率为１．３ＫＨＺ，我们可以计算共模电感值：驴（捌２击睁２４，得到共模电感为１．６ｍＨ。ＬＥＤ驱动电源的研究与设计差模元件中差模电感的选择有很大的自由，我们选择差模电感量为２５ｍＨ，差模转折频率为１８ＫＨＺ，这样可以求出共模电容：０１２ｃｘ２２ＣｏＭ２【赢）去，、２（４．２５）求得０１＝Ｇ２＝３１３ｎＦ，实际中我们取ｘ电容值为３３０ｎＦ。４．５辐射干扰的抑制辐射干扰根据干扰源的属性不同可以分为两种。一种辐射干扰是由电场引起的，一般是由电路中某条支路上的电压快速变换（ｄｖ／ｄｔ）激发的。还有一种辐射干扰是由磁场引起的，通常是由电路中某一环路电流（ｄｉ／ｄｔ）快速变化激发的［５７］。我们一般认为，在高压低电流下产生的辐射干扰中电场是辐射发射场：在低压大电流下产生的辐射干扰中，辐射的发射场是磁场。随着与干扰源的距离远近的变换，辐射发射场也会相互转化。如果辐射区域中，电场干扰和磁场干扰是分开的，这种区域称为近场［５８】。超过这个区域，便成为远场，在远场中电厂和磁场会耦合成电磁场。近场和远场的ｌ临界距离为九／２Ⅱ，可以看出这个距离和辐射干扰的电磁波波长九有关。对多数的ＬＥＤ驱动电源来说，辐射发射的干扰问题都是近场干扰。ＬＥＤ驱动电源中，产生电场辐射干扰的地方时主要是散热片和高频变压器的磁芯（如图４．１２所示）。屏蔽电场的方法可以通过闭合导体来终止电场向外辐射，但是闭合导体的同时会产生静电泄放电流，这就要求静电屏蔽导体要接地，给静电电流提供泄放路径。值得注意的是，如果接入大地，会形成传导干扰中的共模干扰电流［５９１。４．１２ＬＥＤ驱动电源中主要的电场辐射发射如图４—１３所示，ＬＥＤ驱动电源中，产生磁场辐射干扰的地方主要是电感和变压器杂散磁场的泄露，或是电路中环路电流的快速变化［６０］。环路电流产生辐射磁场的强弱与电感大小有关，因为电感的大小与环路包围的面积成正比。因此，ＬＥＤ驱动电源中电流环路的布线需要认真对待，尽量缩小电流环路的面积［６１］。４９ＬＥＤ驱动电源的研究与设计Ｈｉｇｈｄｔｔｄｌ４．１３开关电源中主要的磁场辐射发射磁场的屏蔽比电场的屏蔽难度大，因为市场上很好的导磁体比较少，有也会很贵，而且导磁体的磁特性会随着噪声频率的增高而急速衰减［６２１。所以一般磁场的屏蔽材料是用非导磁的导电材料。导电材料屏蔽磁场的原理是利用涡流现象。用导电材料制成屏蔽罩，在高频干扰磁场中，屏蔽罩中产生涡流，利用涡流产生的磁场抵消外磁场的作用［６３］。值得注意的是如果封闭导体上产生缝隙，或者连接有孔洞，这样涡流的流通路径就会被阻断，很可能造成干扰磁场的外泄。减小磁场辐射干扰最好的办法还是从干扰源出发，减小干扰源电路中电流环路面积或者减小磁性元件的杂散漏磁［６４］。在ＬＥＤ驱动电源设计中，变压器的漏感一般来说都是有害的，因为漏感的存在会造成杂散的磁场干扰辐射。图４．１４中变压器的两个绕组的漏感产生了杂散的磁场，磁场呈一对极性的漏磁分布。一Ｉ一～’—Ｉｌ’．ｒＣｏｒｅ盆ｌ臣｜（，）ｌｌＪｌ—ｌＩ√『ｌＩ０ｆ．５０藿旧＾▲ｌｌＩ４．１４两绕组变压器漏感产生的杂散磁场的分布０ＬＥＤ驱动电源的研究与设计在电源变压器的设计中，我们对变压器的两绕组采用夹绕的方法，这样可以明显降低变压器的漏感［６５】。如图４—１５所示，采用夹绕的方法，变压器的杂散漏磁场呈两对极性的漏磁分布，能有效减小杂散磁场的外泄。４．１５夹绕后两绕组变压器漏感产生的杂散磁场的分布在变压器的设计中我们还用导电的铜带在变压器的外围包裹了一圈，这样也可以有效地避免杂散漏磁的外泄［６６１。这种屏蔽的原理也是利用屏蔽层上的涡流产生与漏磁方向相反的抵消磁场来减少变压器或电感的漏磁场外泄。在电感的设计中，磁芯之间存在的气隙也是杂散磁场外泄的原因之一。在Ｅ型磁芯的电感上，我们将磁芯的气隙主要集中在中柱上（如４．１６图所示），这样可以降低电感的漏磁场［６７１，因为中柱上的气隙能够被绕组线完全包围，漏磁明显减少。在环形电感中，我们将绕组均匀地分布子整个磁环上（如图４—１７所示），这样也会有效减少电感的漏磁。４．１６Ｅ型电感线圈绕法５２４．１７环形电感线圈绕法ＬＥＤ驱动电源的研究与设计第五章整机测试结果及分析５．１ＬＥＤ驱动电源实物图经过前面对ＬＥＤ驱动电源功率因数校正电路和ＬＣＣ谐振变换电路等的研究和设计，又通过实验样机的调试，完成了一个输出功率为７５Ｗ的ＬＥＤ驱动电源样机。ＬＥＤ驱动电源样机的正面和背面实物图分别如图５．１和５．２所示。其中ＰＣＢ右边最上面两个端子是输入端子，最下面两个端子是输出端子。ＰＣＢ板的尺寸是１３５ｍｍｘ７０ｍｍｘ１．２ｍｍ，板材为ＦＲ一１。图５－１ＬＥＤ驱动电路样机正面图图５－２ＬＥＤ驱动电路样机背面图如图５．３所示是本文设计的ＬＥＤ驱动电源接上ＬＥＤ负载上电后的驱动效果５３＠图。可以看出ＬＥＤ光效良好，无频闪，工作正常。ＬＥＤ驱动电源的研究与设计图５．３ＬＥＤ驱动电源接负载上电效果图５．２主要器件和规格ＬＣＣ谐振变换电路中用到的变压器如图５．４所示。匝比为Ｎ１：Ｎ２：Ｎ３：Ｎ４：Ｎ５＝６８：２１：２１：１１：１６。其中初次级主线圈Ｌ２．３的电感量为５ｍＨ＋２０％，漏感最大为３５Ｉ．ｔＨ。其他主要元器件选型如下表５．１所示。５４雾季乏学ＬＥＤ驱动电源的研究与设计ＰＲＩＳ髓６２７３４５］习图５－４变压器匝比等效图型号ＬＦＩＬＴＥＲ２５ｍＨＲＫｌ７８９１０表５－１主要元器件型号名称Ｌ２（共模电感）Ｃ２（Ｘ电容）Ｃ４ＣＡＰ３３０ｎＦ２０％３０５ＶＢ３２９２．．ＣＡＰ３３０ｎＦ１０％４００ＶＣＬ２１ＸＬＣＯＮＶＥＲＴ１．６ｍＨＬＣＯＮＶＥＲＴ１．６ｍＨＬ３．Ｃｏｒｅ（ＰＦＣ电感）Ｌ３．Ｗｉｒｅ（ＰＦＣ电感）Ｃ３｛ＰＦＣ总线电解电容）０．１（ＰＦＣＭＯＳＦＥＴ）Ｑ３（ＬＣＭＯＳＦＥＴ）０１２（ＬＣＭＯＳＦＥＴ）Ｌ５一Ｗｉｒｅ（ＬＣ谐振电感）Ｔ１一Ｃｏｒｅ（ＬＣ变压器ｒ）Ｔ１．Ｗｉｒｅ（ＬＣ变压器）ｑ４ＥＦ２０／９ＥＦ２０１９ＥＬＣＡＰ２２ｕＦ４５０ＶＲＨＦＥＴＴＫ６Ａ６０ＤＹ—Ｂｅｎｄ４７６６ＦＥＴＳＴＦＩＯＮＭ６０ＮＹ，Ｂｅｎｄ４７６６ＦＥＴＳＴＦＩＯＮＭ６０ＮＹ—Ｂｅｎｄ４７６６１．２ｍＨ５．ＯｍＨ５．ＯｍＨＥＦｌ６／８．４ＥＦ２５／１１ＥＦ２Ｓ／１１０ＰＴＯＣＯＵＰＬＶ０６１７Ａ．４Ｘ０１６Ｄ５（输出整流器）Ｃ３２６（ＬＣ谐振电容）Ｕ３０４｛反馈放大器）ＤＳ０２（Ｂｕｃｋ二极管）Ｄ１（全桥二极管）ＤｌＯＤＥＭＢＲＩＯＨ２００ＣＴＤ０Ｆ—ＢＥＮＤ３９５３．ＢＣＡＰｌＯｎＦ５％４００ＶＭＫＰ２３ＩＣＳＭＤＩＯＤＥＬＭ２２４Ｄ（ＳＴ００）ＲＳＳＩＨｌＯ—Ｅ３／６１ＴＤ１０ＤＥ６００Ｖ１．５ＡＳＭＡ５５枣辜走学Ｄ２０１””““豫附”ＬＥＤ驱动电源的研究与设计Ｄ１０ＤＥ６００Ｖ１．５ＡＳＭＡＤ１０ＤＥＭＵＲｌ６０ＳＲ４ｌＣＭＣ３４０６３ＥＢＤ—ＴＲＣＡＰｌ＂ＯＯｎＦ５％４５０ＶＭＫＰ２￥９２０３（ＰＦＣ二极管）ＵＳＯｌ（Ｂｕｃｋ变换器）Ｃ６５．３性能测试为了测试样机的电压调整率和负载调整率，在室温下分别用输入电压２０２Ｗ５０ＩｔＺ、２３０Ｗ５０ＨＺ和２５４Ｖ／５０ＨＺ对１０－２０串ＬＥＤ负载进行性能测试。测试结果如表５．２所示：表５．２性能测试结果ＰｗＬＥＤＩＩＮＴＨＤＰＦ０．９４ＩＯＵＴＶｏｕｒＰｏｕｒ｝ｏｕｔｌｏｕｔＰｅａｋＩｏｕｔＰ－ＰＩｒｉｐｐｌｅｖＩＮ（Ｗ）２４．３４（ｍＡ）１２８１１４．４（％）２１．４２％２３．２３％２５．１７％２０．８１％２２．２１％２４．３６％２０．５６％２１．０９％２３．５３％１９．４４％２０．５６％２２．３８％１８．９４％２０．０２％２１．４６％１８．１７％１８．６９％２０．２８％１７．７２％１８．３７％１９．５６％（ｍＡ）６８４．５（、，）３０．５Ｏａｌ）２０．９２０．９２０．９Ｅｆｆｉ（％）８６．００％８５．８７％８５．４２％８６．７２％８６．４９％８６．１７％８７．０９％８７．０１％８６．８４％８７．５５％８７．５０％８７．３３％８７．９５％８７．８６％８７．７７％８７．９６％８７．８５％８７．８９％８８．３３％８８，３２％８８－２４％ＡＶＥ６８４３６８４．５６８４５（％）１．７１％１２０２Ｖ，５０Ｈｚ１０ＬＥＤ２３０Ｖ，５０Ｈｚ６９６６９７６９７７３７３２４．３６２４．４６２６．５４Ｏ．９２０．９１０．９５６８４．７６８４．７３０．５３０．５３３．５８３％２５４Ｖ，５０Ｈｚ２０２Ｖ，５０Ｈｚ１０６１３９７３１．８３％２．１２％２．０９％１．９４％２．３０％２．４０％２．５６％２．３３％２．６２％２．８１％２．６４％２．６１％２．７４％２．７０％２．２２％２．６６％３．２１％３．１４％３．１５％６８５．７２３２３２３２４．８２４．８２４．８６８５５６８５．７７００７００７００７０２７０３７０４７６７６１１ＬＥＤ２３０、肌５０Ｈｚ２５４Ｖ，５０Ｈｚ２０２Ｖ巧ＯＨｚ２６．５９２６．７１１２４１１４１４９１３２１２１０．９３０．９２０．９５０９４０．９３６８５．．９６８５．８６８６．５６８６．７３３．５３３．６３６．２３６．１３６．１６８６．７６８６．２６８６．５６８６．４７６７７２８．５８２８．５２８．５７１２ＬＥＤ２３０Ｖ，５０Ｈｚ７９７９２５４Ｖ，５０Ｈｚ２０２Ｖ佑０Ｈｚ１３ＬＥＤ２３０Ｖ／５０Ｈｚ６８６．５６８８．１３０．７５１５９０．９６３９．１２６．９６８８７０４８０３０．７６３０．８５３３．０５３３．０６３３．１２１４１１３０１７１０．９５０．９４Ｏ．９６０．９５０．９４６８８６８７．９６８９．１６８９．２６８９．３３９．１３９．１４２．２２６．９２６．９２９．１２９．１２９．１６８７６８７．７６８８．８６８９６８９．１７０５７０７７０７７０７７０８７０７７０４７０７７１１７１０７１０８４８３８３２５４Ｖ，５０Ｈｚ２０２、，，５０Ｈｚ１４ＬＥＤ２３０Ｖ／５０Ｈｚ２５４Ｖ，５０Ｈｚ１５１１３８４２．２４２．１８８３８６２０２Ｖ，５０Ｈｚ１５ＬＥＤ３５．３３３５．６９３５．３４１８１１６２１４７０．９６０．９６Ｏ．９５６８６．６６９１．７６８６９６８９．１６６８．７４５．２６３１．１６８８．４８７２３０Ｎ｜５０Ｈｚ２５４Ｖ／５０Ｈｚ４５．３１４５．２４３１．３３１．１６８８．７６８８．７８７８７９０９０９０２０２悯Ｈｚ１６ＬＥＤ２３０Ｖ／５０Ｈｚ２５４Ｖ，５０Ｈｚ３７．６８３７．６６１９３１７１０．９７０．９６０．９５４８．３４８．３４８．３１３３．３３３．３６８８．９６８８．４６８８，３３７．６９１５６６８８．５３３．３５６索季天学２０２Ｖ／５０Ｈｚ４０．０５“：““”“”ＬＥＤ驱动电源的研究与设计２０５０．９７１７．２９％１７．８４％１８．９２％１６．８９％１７．５６％１８．３７％１６．５５％１７．１５％１７．７７％１６．３１％１６６９％１７．２３％１５．８７％１６．３６％１６．７９％６９０．３５１．３３５．４８８．４６％８８．６１％８８．６０％８８．７４％８８．８７％８８．８２％８８．８７％８９．０９％８９．１３％８９．１４％８９．２２％８９．２８％６９０７１４９５３．４８％３．４５％３．５５％３．６７％３．７０％３．７９％３＿７９％３．８９％４．００％３．９９％４．０５％４．１４％４．１５％４＿２１％４．２０％１７ＬＥＤ２３０Ｖ／５０Ｈｚ２５４Ｖ，５０Ｈｚ２０２Ｖ／５０Ｈｚ４０４０．０１４２．５１１８１１６５２１７１９１０．９６０．９６０．９７６９０．３６９０．７６９２．９５１．４５１．３３５４．５５４．５３５．４３５．５６９０．２６９０．５７１４９５９５７１５３７．７３７．７６９２．６６９２．４７１８７１８９８９８１８ＬＥＤ２３０Ｖ，５０Ｈｚ４２。４５４２．４６４４．８３０．９６０．９６０．９７６９２．８６９２６９４２５４、，／５０Ｈｚ２０２Ｖ，５０Ｈｚ１７４２２９５４．４８５７．５３７．７３９．９６９１．８６９３．７６９４６９４．２７１８７２０９８９９１９ＬＥＤ２３０Ｖ，５０Ｈｚ２５４Ｖ，５０Ｈｚ２０２、，／５０Ｈｚ４４．７５２０２０．９７６９４．２６９４．５６９６．６５７．５３９．９３９．９４２．１４２．１７２１９９４４．７２４７．２７１８３２４１２１２０．９６０．９７５７．４５６０．５７２２７２４７２４１００１０３６∞．２６９５．８２０ＬＥＤ２３０Ｖ，５０Ｈｚ４７．１９４７．１７０．９７０．９６６９５９６０．．４８６０．５６１０３１０３２５４Ｖ，∞Ｈｚ２０２Ｖ，５０Ｈｚ２１ＬＥＤ１９３６９５．３６９７．５４２．１４４．３４４．３４４．３６９５．２６９７．１６９７．６６９７．７７２４７２６４９．６９２５３０．９７６３．６６３．５６３．４９８９＿２麟８９．４２％８９．４５％１０６１０６１０６２３０Ｖ，∞Ｈｚ２５４、朋５０Ｈｚ４９．５３４９．５２２２２０．９７０．９７６９７．９６９８．２７２７７２７２０２通过测试数据可以看出，样机的功率因数大于０．９，输入电流谐波失真率小于２５．１７％，而ＬＥＤ驱动电源设计中，功率大于２５Ｗ的要求功率因数大于０．９，谐波失真率小于３０％，表中测得数据表明设计满足要求。效率最小值为８５．４％，最大值为８９．４％，效率有待提高。表中同一负载下，当输入电压变化时，输出电流基本维持不变，达到了恒流的效果。输出电流纹波小于４．２％。以上对测试数据的分析，表明样机达到设计所需的性能指标，负载调整率和电压调整率很好，是一款高功率因素，输入电流谐波小，输出电流纹波小，效率高的电源产品。５．４主要波形在输入电压为２３０Ｖ／５０ＨＺ，负载为２０颗ＬＥＤ下，样机的输入电压、输出电压、输出电流波形如图５．５所示。波形图中，输出电流在输入电压出现后３２ｍｓ后才出现，说明它的启动时间为３２ｍｓ，满足欧标里要求ＬＥＤ驱动电源启动时间小于５００ｍｓ的要求。ＬＥＤ驱动电源的研究与设计图５．５启动时间波形如图５－６所示，分别为输入电压波形和输入电流波形，波形都为正弦波，而且可以看出输入电流波形几乎完全跟随输入电压波形，根据功率因数的定义，说明功率因数校正效果很好。ＬＥＤ驱动电源的研究与设计图５－６输入电压和输入电流波形ＬＣＣ谐振电路部分的波形如图５．７所示，其中黄色波形是开关管的波形，蓝色波形是谐振电感上电流的波形，红色波形为输出电流检测电阻上的波形。可以看出开关管导通时电感上的电流呈线性上升，电流检测电阻上的电压也随之上升，当检测电阻上电压上升到预设值时，芯片会关断开关管。谐振电感上电流开始下降。当下降到预设值时，开关管重新被开通。如此循环。５９ＬＥＤ驱动电源的研究与设计图５．７谐振电路中部分电压电流图５．５ＥＭＩ测试在输入电压为２３０Ｖ／５０ＨＺ满载的情况下，预热１５分钟后进行测试。传导干扰的测试标准时ＣＩＳＰＲｌ５／ＥＮ５５０１５，传导干扰测试的频率为９ＫＨＺ．３０ＭＨＺ之间，辐射干扰测试的频率在３０ＭＨＺ．３００ＭＨＺ之间。测试曲线结果如图５．８和５－９所示。图５．８中红线为干扰峰值标准，粉线为干扰平均值标准，一般要求有测得干扰值和参考标准值６ｄＢ余量。从图中可以看出测得值离标准至少有１０ｄＢ的余量，满足标准要求。辐射干扰的测试标准时ＣＤＮ３１０，测试结果如图５－９所示，可以看出测得干扰值和标准参考值也有１０ｄＢ的余量，说明样机的电磁兼容性很好，不会对其他电子设备产生电磁干扰。蓉季乏学１２０．０ＬＥＤ驱动电源的研究与设计１１０．０Ｕ丌＿ｉｔｓ１０ａ０∞．０８０．０５５０１５＾尬Ｐ５５０１５ｈ脯Ｖ＼≮＼７０．００旺Ｏ５ａ０４００３ａ０２０１０１ｎ０ｎ０鬻口｜缸％魄ｊ僻飞ｌ唧１～。簦ｌ、Ｉ＼＼。＼＼一＼、．＾ｎ．．；一‘ＩＴｋｒＢｄｍｃｏｎ山ｄｅＴｒａｃｅｓＰＫ｝ＡＶ胁。．八：婶Ｖ’ｗⅥ饥帅州。？’Ｍ＋Ｗ．～ｎＭ．。㈣．ｎｒｈ。∥飞‰羚∥’’ｋ，１’Ｖ＼ｋ．：．ｐ旷＼。１，Ｖ。ｌ９ｋｌ－－Ｉｚ１∞ｋ№１Ｍ－Ｉｚ１０Ｍ－ｌｚ３０Ｍ－．Ｉｚ（ａ）Ｌ线传导干扰测试１２ｎ０１１ｄ０［－Ｊ脯Ｓ１００．０∞．０５５０１５Ｍ孑５５０１５ＭＡＶＮ≮８０．０７ｎ０６ｎＯ５０．０４０．０３ｎ０２ｎ０１ｎ００．０９ｋＨｚ＼‘＼ｈ．．｝Ｎ；》嗍。落’“＼。＼１ｊａ葛ｄｃ日Ｃｔ］ｆｌｌｉｌｌ量ｅ”鲰～形签ｌ、＿．＾ＭＶｋ’倒ｌＪ＼＼８ｏⅥ恍！州Ｖ一八、‰ＭＭ。椭耙『ｌｆ．舢５。‰黔∥一’．人，＼’７ＶＷ”’”、ｈｋ．∥／０Ｉｊ＾！：．ｌ：Ｖ㈨耽：；ＩＴｒａｃ鹊ＦＫ＋ＡＶｋＹ’ｌ１∞ｋＨｚ１Ｍ－ｉｚ１０Ｍ－ｉｚ３０Ｍ－Ｉｚ（ｂ）Ｎ线传导干扰测试图５．８传导干扰测试曲线蓉季走学９０．０ＬＥＤ驱动电源的研究与设计８０．０Ｕ丌＿‘ｔｓＢｅｍｉｅｒ７ｎ０—＼６０．０—、—、～～～＼，＾八ｊ／ｈ舻１陷ｎｓｄ∞日№０１３８舶．０４ｎ０八。矿＋Ⅵ＾一ＭＶ＾‘√、＾，．，ｑ＾．．ｙ一叶ｂＷ、＾—¨，．。Ｊｎ。“ｎｌ，…ＴｒａｃｅｓＰＫ＋３ｄ０２ｎ０１０．Ｏ３０Ｍ－Ｉｚ１∞Ｍ－－Ｉｚ∞０Ｍ．ｔｚ图５－９辐射干扰测试曲线６２ＬＥＤ驱动电源的研究与设计第六章结论与展望６．１总结在ＬＥＤ大放异彩的同时，ＬＥＤ驱动电源器则是ＬＥＤ产业发展的保障，ＬＥＤ驱动电源的品质直接制约了ＬＥＤ产品的可靠性，因此，在ＬＥＤ产业逐步完善的今日，ＬＥＤ驱动电源的成熟也至关重要。由于ＬＥＤ是特性敏感又具有负温度特性的半导体器件，因此其驱动起来需经过复杂的变换电路。一款好的ＬＥＤ驱动电源需要有很好的转换效率，很高恒流精度，电源寿命长，严格的电磁兼容性等，因此设计起来需要考虑诸多方面的因数。本文主要做的工作包括以下方面：１．通过对ＬＥＤ的电气特性和驱动方式进行了分析并制定了本文所研究的ＬＥＤ驱动电源的设计方案。２．本文详细介绍了功率因数校正的相关技术，其中包括典型功率因数校正所用到的功率转换拓扑（无源功率因数校正技术中的填谷电路和有源功率因数校正技术中的Ｂｕｃｋ电路、Ｂｕｃｋ．Ｂｏｏｓｔ电路和Ｂｏｏｓｔ电路）的工作原理。以及本文所选择的Ｂｏｏｓｔ功率因数校正方案的工作方式，给出了主要器件（输出滤波电容、Ｂｏｏｓｔ电感、ＭＯＳＦＥＴ管、输出二极管）的参数设计。３．本文第三部分介绍了ＬＥＤ驱动电源的后级功率电路，即ＬＣＣ谐振变换电路。主要通过介绍ＬＣＣ谐振电路的工作原理，来分析参数的选择对ＬＣＣ谐振电路的影响，进而设计选择了ＬＣＣ谐振电路中的谐振电感和电容的参数。４．ＥＭＩ设计是ＬＥＤ驱动电源中非常重要的一个环节。因为它的好坏直接决定了ＬＥＤ驱动电源的品质。文中对ＥＭＩ中的差模干扰和共模干扰进行了分析，并研究设计了抑制共模干扰和差模干扰ＥＭＩ滤波器。５．最后根据前面的研究分析，做出了一个ＬＥＤ驱动电源的样机，并对其性能进行了测试，用示波器抓了主要的波形，对其做了传导干扰和辐射干扰的测试。样机测试结果表明，本文所设计的样机能符合最初指定的性能指标，验证的前面研究设计的正确性。６．２展望由于时间有限和本人的能力限制，本文还可以作以下工作：１．本文所设计的ＬＥＤ驱动电源效率为８８％，效率还不是很高，有待提高。２．在此基础上可以扩展添加智能控制功能，如现在很热基于Ｚｉｇｂｅｅ的智能照明系统，可以利用ＺｉｇＢｅｅ的通讯功能实现对于灯光的智能控制。６３幕辜天学ＬＥＤ驱动电源的研究与设计参考文献１．姚凯，ｅｔａ１．，筹四代新老掾‘＿＿发老＝按管电源世界．２００８｛３）：Ｐ．２１—２６．２．周志敏，周纪海，ａｎｄ纪爱华，ＬＥＤ：爱箩动鬯绪瑟矿与应用Ｖ０１．１２．文尚胜，ＬＥＤ，ｆ７算彩老崩质分抚照明工程学报，２０１１．２２（５）：Ｐ．２００６：人民邮电出版社．３．１０７—１１０．４．５．陈文华，ＬＥＤ笳芝崩麓魈中国照明，２００８（４）：Ｐ．１１５—１１６．范俊杰ａｎｄ宁凡，ＬＥＤ驱动店掾酌叨攒与展望中国科技信息，２００９（１５）：Ｐ．１３７－１３７．６．Ｍａｎｉｋｔａｌａ，ｓ．ａｎｄ王志强，帽琵默鬯凝旋萨２００８：人民邮电出郑久云，韩志刚，ａｎｄ罗胜钦，白光ＬＥＤ脱应用与驱动现代显程鹏飞，１００版社．７．Ｓｗａｎｓｏｎ，Ｄ．Ｆ．ａｎｄＭ．Ｃｒｉｓｃｉｏｎｅ，ＬＥＤｄｒｉｖｅｒｃｉｒｃｕｉｔａｎｄｍｅｔｈｏｄ．２００２，ＧｏｏｇｌｅＰａｔｅｎｔｓ．８．不，２００９（８）：Ｐ．４３－４６．９．Ｗ力虿功用ＬＥＤ驱动电路瑟劳与巧乒究２０１１，杭州电ａ１．，Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ子科技大学．１０．Ｃａｏ，Ｘ．，ｅｔｏｆＩｎＧａＮ／ＧｏＮｌＩｇｈｔ—ｅｍｉｔｔｉｎｇｄｉｏｄｅｓｇｒｏｗｎｏｎＧａＮａｎｄｓａｐｐｈｉｒｅｓｕｂｓｔｒａｔｅｓ．Ａｐｐｌｉｅｄｐｈｙｓｉｃｓｌｅｔｔｅｒｓ，２００４．８Ｓ（１）：Ｐ．７－９．１１．Ｋｒｉｐａｒｏｓ．Ｄ．．Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｃｏｎｔｒｏｌｄｉｍｍｉｎｇｃｏｎｔｒ０１．２００２，ＧｏｏｇｌｅＰａｔｅｎｔｓ．ｆｏｒａｎＬＥＤｌｉｇｈｔｓｏｕｒｃｅ，ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ１２．单志霓，ＬＥＤ膨貂动和搓锈正葩术海峡两岸第十届照明科技与营销研讨会专题报告文集，２００３．１３．张家琳ａｎｄ郑胜男，ＬＥＤ用影产荔乒驱动辔源酌搀矿迸ｉ髯电子世界，２０１２（９）：Ｐ．８４—８５．１４．黎平ａｎｄ周雒维，ＬＥＤ骝动曹溯砑乡复２００７，重庆：重庆大学硕士学位论文．１５．蒋天堂，ＬＥＤ膨痔烂及驱动店掾的发铝耆势照明工程学报，２０１１．２２《３）：Ｐ．５８·６０．１６．林方盛，ｅｔａ１．，ＬＥＤ驱动辔冻錾若芟左照明工程学报，２０１２．２３（ｚ１）．秉季走学ＬＥＤ驱动电源的研究与设计１７．巢时斌，丘东元，ａｎｄ张波，ＬＥＤ驱动方莲分笏及雒膨比稼电气应用．２０１１．３０（１４）：Ｐ．４０—４４．１８．刘志强，卿启新，ａｎｄ夏亚桃．直老ＬＥＤ驱动分新与≥宪羁现代电子技术，２０１１．３４（６）：Ｐ．１９１—１９５．１９．覃雪玲，何志毅，ａｎｄ何宁，无功事ＬＥＤ兹勒铲雒分析与驱动方多害赞矛液晶与显示，２０１２．２７（３）：Ｐ．３７１．３７７．２０．朱平，自彦ＬＥＤ驱动辔疡缎鲈及疙够２００８，南京：南．ｎ，意礅ｌ疑海Ｉａｎｄ爱埠ｌ开关电源功率因数校正电路设计ｓ应甬．２００４：人民邮电出版社．２２．Ｇａｒｃｉａ，０．．ｅｔａ１．．Ｓｉｎｇｌｅｐｈａｓｅｐｏｗｅｒ／ａｃｔｏｒｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ：ｏｓｕｒｖｅｙ．ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎ，２００３．１８（３）：Ｐ．７４９－７５５．２３．Ｐｒｅｓｓｍａｎ，Ａ．，Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｄｅｓｉｇ门．１９９７：ＭｃＧｒａｗ－Ｈｉｌｌ，Ｉｎｃ．２４．于晓平，无源功率囱戮缆正兽够荬驻谚究照明工程学报，１９９８．８（２）：Ｐ．１６—２１．珏．毛鸿ａｎｄ吴兆麟．有源功率因数校正器的控制策略综述．电力电子技术，２０００．３４（１）：Ｐ．５８—６１．２６．任凌，李思扬，ａｎｄ王志强，香掾功摹囟擞正技术绽述通信电源技术，２００５．２２（４）：Ｐ．２３—２５．如．沙占友ａｎｄ马洪涛Ｉ基于填谷电路的恒流式ＬＥＤ高压驱动电掾彳多货萨电源技术应用，２００９．１２（８）：Ｐ．２７—３１．２８．陈贤明，ｅｔａ１．，掌相ＡＰＦＣＢｕｃｋ害璐膨掌铌妊趋制苈蓐２００８中国电工技术学会电力电子学会第十一届学术年会论文摘要集，２００８．妈．深毽澡ｌ谶蒜Ｉａｎｄ壬嗨车ｌ开关电源整流电路功率函数校芷的研乡复电源技术，２０１２．３６（８）：Ｐ．１１７８．１１８０．３０．Ｗｅｉ，Ｈ．ａｎｄＩ．Ｂａｔａｒｓｅｈ．Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎｏｆｂａｓｉｃｃｏｎｖｅｒｔｅｒｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ｜ｏｒｐｏｗｅｒ／ａｃｔｏｒｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ．ｉｎ５０ｕｔｈｅａｓｔｃｏｎ＇９８。Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ．ＩＥＥＥ．１９９８：ＩＥＥＥ．３１．Ｚｈａｎｇ，Ｊ．，Ｍ．Ｍ．Ｊｏｖａｎｏｖｉｃ，ａｎｄＦ．Ｃ．Ｌｅｅ．ＣｏｍｐａｒｉｓｏｎｂｅｔｗｅｅｎＣＣＭｓｉｎｇｌｅ－ｓｔａｇｅａｎｄｔｗｏ－ｓｔａｇｅｂｏｏｓｔＰＦＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ．ｉｎＡｐｐｆｉｅｄＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅａｎｄＥｘｐｏｓｉｔｉｏｎ．１９９９．３２．Ｙｅ，Ｈ．，ｅｔａ１．ＣｏｍｍｏｎｍｏｄｅｎｏｂｅｍｏｄｅｌｉｎｇａｎｄａｎａｌｙｓｉｓｏｆｄｕａｌｂｏｏｓｔＰＦＣｃｉｒｃｕｉｔ．ｉｎＴｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓＥｎｅｒｇｙＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，２００４．ＩＮＴＥＬＥＣ２００４．２６ｔｈＡｎｎｕａｌＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ．２００４：ＩＥＥＥ．３３．ＤｅＧｕｓｓｅｍｅ，Ｋ．，ｅｔａ１．，Ｉｎｐｕｔ—ｃｕｒｒｅｎｔｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎｏｆＣＣＭｂｏｏｓｔＰＦＣ亲季乏学ｃｏｎｖｅＦｔｅｒｓｏｐｅｒａｔｅｄｉｎＬＥＤ驱动电源的研究与设计ＤＣＭ．ＩｎｄｕｓｔｒｉａｌＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，ＩＥＥＥＩｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎ，２００７．Ｓ４（２）：Ｐ．８５８－８６５．３４．Ｗａｎｇ，Ｓ．，ＥＣ．Ｌｅｅ，ａｎｄｗ．Ｏｄｅｎｄａａｌ．Ｉｍｐｒｏｖｍｇｔｈｅｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ巧ｂｏｏｓｔＰＦＣＥＭＩｆｉｌｔｅｒｓ．ｉｎＡｐｐｌｉｅｄＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ２００３．ＡＰＥＣ＇０３．ＥｉｇｈｔｅｅｎｔｈＡｎｎｕａｌＩＥＥＥ．２００３：ＩＥＥＥ．ＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅａｎｄＥｘｐｏｓｉｔｉｏｎ，３５．朱立泓ａｎｄ徐德鸿，ＬＬＣ辔黝器的接萨２００６，杭州：浙江３６．谢小杰，＿秽葶群蘑镶蒲叻献鲁ｚ猡瑟讲电力电子技术．２００７．３７．杨迎化，ｅｔ大学．４１【９）：Ｐ．７９－８１．ａ１．，—彩刺直苫萄万移菥群谮掀联：趔≥毫撩中国电机工程学报．２００８．２８（１２）：Ｐ．５０—５４．骢．鼹粒ａｎｄ玉凯．串并联谐振电路在电子镇流器中的应用硒究．制造业自动化，２０１１．３３（１０）：Ｐ．１４２－１４５．３９．周伟成，马皓，ａｎｄ张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作者：

学位授予单位：

韩少韦东华大学

引用本文格式：韩少韦 LED驱动电源的研究与设计[学位论文]硕士 2014