基于移相全桥软开关PWM变换器的数字开关电源的研究与设计

分类号ＵＤＣ密级编号午Ｉ初大·垮ＣＥ卜『，ｒＲＡＩ．，ＳＯＵｆＴＨＵＮＩＶＥＲＳＩＴＹ硕士学位论文论文题目．…基王蕉担全桥熬霾．羡．Ｐ瞰Ｍ．变换墨的数字开关电源的研究与设计学科、专业：…………………垫氩三猩…………………研究生姓名：…………………扬…勉…揸…………………导师姓名及专业技术职务…………空群太．．Ｉ．熬撬、．…瘟曼上………Ｌ工作的地包含共同本人了解中南大学有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权保留学位论文并根据国家或湖南省有关部门规定送交学位论文，允许学位论文被查阅和借阅；学校可以公布学位论文的全部或部分内容，可以采用复印、缩印或其它手段保存学位论文。同时授权中国科学技术信息研究所将本学位论文收录到《中国学位论文全文数据库》，并通过网络向社会公众提供信息服务。Ｅｌ期：址年』月丛日摘要随着社会的不断发展和进步，电子设备已经广泛地应用于各行各业中，电子设备安全、可靠运行的关键在于电源系统。经过多年的发展，开关电源以其高性能、高效率、高功率密度等优点，已经取代了传统的线性调整器电源，成为电子设备中电源系统的首选。同时，新材料、新技术等的发展，推动着开关电源朝着高频化、数字化、分布式电源系统、系统集成等方向发展。本文在研究了开关电源的发展历程和研究热点后，以开关电源的拓扑结构作为切入点，对移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器进行了深入的研究，在前人研究的基础上提出了一种新的移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器。新的变换器不仅可以在全负载范围内实现所有开关器件的零电压开关，将占空比丢失减少到最小程度，抑制输出整流二极管上的电压振荡，并通过在电路中增加一个双向开关，控制在续流期间为滞后桥臂开关管的零电压开关提供的能量，在满足所有开关器件在全负载范围内实现零电压开关的前提下，减少了续流期间的环流及其带来的损耗，提高了整个变换器的效率。同时，还对有源功率因数校正技术、数字控制技术等进行了研究。在此基础上，设计了一款１２００Ｗ、工作频率为１２０ＫＨｚ的开关电源。该电源采用ＴＩ公司生产的基于平均电流控制模式的ＵＣＣ２８０１９实现有源功率因数校正，用ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２实现移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器的数字控制，并引入了模糊自适应ＰＩＤ控制以获得更好的动态性能。本文研究和设计并重，在研究的基础上进行了详细的电路设计，并通过相关的仿真实验研究验证了上述研究成果的正确性和优越性。关键词：移相全桥，软开关，功率因数校正，数字控制，模糊自适应ＰＩＤＡＢＳＴＲＡＣＴＮｏｗｗｉｔｈｔｈｅｓｏｃｉａｌｄｅｖｅｌｏｐｓａｎｄｄｅｖｉｃｅｓａｒｅａｄｖａｎｃｅｓｃｏｎｓｔａｎｔｌｙ，ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｕｓｅｄｗｉｄｅｌｙｉｎｍａｎｙａｒｅａｓ．Ｔｈｅｋｅｙｏｆｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｄｅｖｉｃｅｓｗｏｒｋｓａｆｅｌｙａｎｄｒｅｌｉａｂｌｙｉｓｔｈｅｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｓｙｓｔｅｍ．Ａｆｔｅｒｍａｎｙｙｅａｒｓ’ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ，ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｈａｓｒｅｐｌａｃｅｄｔｈｅｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌｌｉｎｅａｒｒｅｇｕｌａｔｏｒｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙａｎｄｂｅｃｏｍｅｔｈｅｆｉｒｓｔｃｈｏｉｃｅｏｆｔｈｅｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｓｙｓｔｅｍｉｎｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｄｅｖｉｃｅｓ．Ａｔｔｈｅｓａｍｅｔｉｍｅ，ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｉｎｎｅｗｍａｔｅｒｉａｌ，ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙａｎｄｏｔｈｅｒａｒｅａｓｐｒｏｍｏｔｅｓｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｄｅｖｅｌｏｐｉｎｇｔｏｗａｒｄｓｈｉｇｈｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ，ｄｉｇｉｔａｌｃｏｎｔｒｏｌ，ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄｐｏｗｅｒｓｙｓｔｅｍｓａｎｄｓｙｓｔｅｍｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ，ｅｔｃ．Ｉｎｔｈｉｓｐａｐｅｒ，ａｂｒｅａｋｔｈｒｏｕｇｈｐｏｉｎｔｉｓｆｏｕｎｄｉｎｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｔｏｐｏｌｏｇｙａｆｔｅｒｒｅｓｅａｒｃｈｉｎｇｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ’Ｓｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｈｉｓｔｏｒｙａｎｄｈｏｔｔｏｐｉｃ．Ｉｎ—ｄｅｐｔｈｒｅｓｅａｒｃｈｏｎｐｈａｓｅ—ｓｈｉｆｔｅｄｆｕｌｌ．ｂｒｉｄｇｅＺＶＳＰＷＭｃｏｎｖｅｒｔｅｒｉｓｄｏｎｅａｎｄａｎｅｗｐｈａｓｅ－－ｓｈｉｆｔｅｄｆｕｌｌ．．ｂｒｉｄｇｅＺＶＳｏｎＰＷＭｎｅｗｃｏｎｖｅｎｅｒｉｓｐｒｏｐｏｓｅｄａｂａｓｉｎｇｐｒｅｄｅｃｅｓｓｏｒｓ’ｒｅｓｅａｒｃｈ．Ｔｈｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ａｄｄｉｎｇｚＶＳｉｎｒｉｎｇｉｎｇｃｕｒｒｅｎｔａｎｏｎｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌｓｗｉｔｃｈ，ｎｏｔｏｎｌｙａｃｈｉｅｖｅｓａｌｌｓｗｉｔｃｈｅｓ’ｅｘｔｅｎｄｅｄｌｏａｄ，ｒｅｄｕｃｅｓｌＯＳＳｏｆｔｈｅｄｕｔｙｃｙｃｌｅ，ｒｅｓｔｒａｉｎｓｖｏｌｔａｇｅｔｈｅｏｕｔｐｕｔｒｅｃｔｉｆｉｅｒｄｉｏｄｅ，ｂｕｔａｌｓｏｒｅｄｕｃｅｓｔｈｅｃｉｒｃｕｌａｔｉｎｇａｒｅａｎｄｐｏｗｅｒｌｏｓｓｗｈｉｃｈｃｏｎｖｅｒｔｅｒ’ＳｃａｕｓｅｄｂｙｔｈｅｃｉｒｃｕｌａｔｉｎｇｃｕｒｒｅｎｔａｎｄｉｍｐｒｏｖｅｓｔｈｅｅｆｆｉｃｉｅｎｔｙｔｈｒｏｕｇｈｃｏｎｔｒｏｌｌｉｎｇｔｈｅｅｎｅｒｇｙｗｈｉｃｈｉｓｓｕｐｐｌｉｅｄｔｏｔｈｅｌａｇｇｉｎｇｌｅｇｆｏｒＺＶＳｉｎｔｈｅｆｒｅｅｗｈｅｅｌｉｎｇｂｙｔｈｅａｄｄｉｎｇｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌｓｗｉｔｃｈｏｎｔｈｅｐｒｅｍｉｓｅｏｆｔｈｅＺＶＳｏｆａｌｌｓｗｉｔｃｈｅｓｉｎａｎｙｌｏａｄ．ｏｔｈｅｒｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓａｒｅｒｅｓｅａｒｃｈｅｄ．Ｍｅａｎｗｈｉｌｅ，ＡＰＦＣ，ｄｉｇｉｔａｌｃｏｎｔｒｏｌａｎｄＢａｓｉｎｇｏｎｔｈｅｓｅｒｅｓｅａｒｃｈｅｓ，ａ１２０Ｋｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｏｆ１２００Ｗｉｓｄｅｓｉｇｎｅｄ．ＴｈｅｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｕｓｅｓＵＣＣ２８０１９ｐｒｏｄｕｃｅｄｂｙＴ１ｗｏｒｋｉｎｇｉｎａｖｅｒａｇｅｃｕｒｒｅｎｔｍｏｄｅｔｏａｃｈｉｅｖｅＡＰＦＣａｎｄＴＭＳ３２０Ｆ２８１２ｔｏｆｕｌｆｉｌｔｈｅｄｉｇｉｔａｌｃｏｎｔｒｏｌｏｆｔｈｅｐｈａｓｅ－－ｓｈｉｆｔｅｄｆｕｌｌ－－ｂｒｉｄｇｅＺＶＳｏｒｄｅｒｔｏＰＷＭｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．Ｉｎｇｅｔｍｏｒｅｅｘｃｅｌｌｅｎｔｄｙｎａｍｉｃｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ，ｆｕｚｚｙａｄａｐｔｉｖｅＰＩＤｃｏｎｔｒｏｌｉＳｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ．ＴｈｅｉＳｂａｓｅｄｐａｐｅｒｉｓｆｏｃｕｓｅｄｏｎｏｎｒｅｓｅａｒｃｈａｎｄｄｅｓｉｇｎ，ｄｅｔａｉｌｅｄｃｉｒｃｕｉｔｄｅｓｉｇｎｔｏｃｏｒｒｅｌａｔｉｖｅｒｅｓｅａｒｃｈ，ａｎｄｓｏｍｅｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｒｅｓｅａｒｃｈｉＳｄｏｎｅｖｅｒｉｆｙｉｔｓｃｏｒｒｅｃｔｎｅｓｓａｎｄｅｆｆｅｃｔｉｖｅｎｅｓｓ．ＩＩＩＹＷＯＲＤＳ：ｐｈａｓｅ—ｓｈｉｆｔｅｄｆｕｌｌ－ｂｒｉｄｇｅ，ｓｏｆｔ—ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ，ＰＦＣ，ｄｉｇｉｔａｌｃｏｎｔｒｏｌ，ｆｕｚｚｙａｄａｐｔｉｖｅＰＩＤＩＶ目录摘要兽………………………………………………………………………………………………………………ＩＡＢＳＴＲＡＣＴ…………………………………………………………………………………………………．ＩＩＩ目蜀之………………………………………………………………………………………………………………Ｖ第一章绪论…………………………………………………………………………。１１．１课题的研究背景……………………………………………………………１１．２开关电源的发展概述………………………………………………………ｌ１．３我国电源行业的发展和面临的挑战………………………………………４１．４开关电源的研究热点………………………………………………………５１．５论文的主要研究内容………………………………………………………７第二章功率因数校正技术…………………………………………………………．９２．１概述…………………………………………………………………………………………………．９２．２功率因数校正的方法………………………………………………………１０２．３无源功率因数校正技术…………………………………………………．．１０２．４有源功率因数校正技术…………………………………………………．．１１２．４．１有源功率因数校正电路的拓扑结构………………………………１１２．４．２Ｂｏｏｓｔ型有源功率因数校正电路的控制策略……………………．．１３２．５有源功率因数校正电路的设计……………………………………………１５２．５．１ＵＣＣ２８０１９简介………………………………………………………………………１５２．５．２基于ＵＣＣ２８０１９的功率因数校正电路的设计……………………１６２．５．３电路参数的计算……………………………………………………１６２．６小结………………………………………………………………………………………………．．２３第三章移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器的研究………………………………………２４３．１移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器的概述……………………………………．．２４３．１．１传统的移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器………………………………２４３．１．２加钳位二极管的移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器……………………２５３．１．３副边加缓冲吸收回路的移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器……………２６３．１．４加入辅助换流支路的移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器………………２７３．２移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器的改进……………………………………．．２８３．２．１两种变换器的工作过程的分析……………………………………２９３．２．２两种电路的效率分析………………………………………………３３３．３仿真结果……………………………………………………………………３５３．４小结………………………………………………………………………………………………。３６Ｖ四章１２００Ｗ开关电源的整体实现………………………………………………３７４．１开关电源性能指标的确定…………………………………………………３７４．２高频变压器的设计………………………………………………………．．３７４．３ＥＭＩ输入滤波器的设计……………………………………………………４０４．４功率开关器件的选择……………………………………………………。４１４．５输出滤波电路的设计……………………………………………………。４２４．６ＭＯＳＦＥＴ驱动电路的设计………………………………………………一４４４．７输出电压电流检测电路的设计…………………………………………。４７４．８辅助电源的设计…………………………………………………………。４９４．９小结………………………………………………………………………………………………一５０五章移相全桥软开关ＰＷＭ变换器的数字控制………………………………５１５．１开关电源数字控制技术概述……………………………………………．．５１５．２ＤＳＰ数字信号控制芯片简介………………………………………………５１５．３ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２双供电电源的设计…………………………………………５２５．４移相全桥变换器控制信号的生成…………………………………………５４５．５移相全桥变换器的建模和反馈环路的补偿………………………………５５５．５．１移相全桥变换器的建模……………………………………………．５５５．５．２反馈环路的补偿……………………………………………………５７５．６模糊自适应ＰＩＤ控制器的设计…………………………………………．．５８５．６．１模糊控制的基本原理………………………………………………５９５．６．２模糊自适应ＰＩＤ控制器的设计……………………………………６１５．７系统的ＭＡＴＬＡＢ仿真……………………………………………………６５５．８小结………………………………………………………………………………………………。６６总结……………………………………………………………………………………………………………。６８参考文献………………………………………………………………………………６９致｛射……………………………………………………………………………………………………………一７３攻读学位期间主要的研究成果……………………………………………………．７４中南大学硕士学位论文第一章绪论弟一早珀Ｔ匕第一章绪论１．１课题的研究背景随着当今社会的飞速发展，电子系统的应用越来越广泛，种类也越来越丰富。电子设备已成为人们的工作、生活中必不可少的一部分。作为电子设备的“心脏”，电源系统给电子设备提供所需要的能量，起着至关重要的作用。电源系统良好的安全性和可靠性是电子设备正常运行的重要保障。同时，通信、航天、军事、汽车、计算机、办公和家用电器等行业的飞速发展，对电源系统也提出了越来越高的要求。传统的电源系统由于性能的限制，在一定程度上制约了其他行业的发展。近年来，国内的各大电源厂商、研究机构、高等院校都投入了大量的人力物力，在新材料、拓扑结构、控制方法、加工工艺等方面进行了深入的研究，并取得了一系列的成果，但离实际应用还有一段距离。因此，对高性能电源系统的进一步研究具有重要的意义和广阔的前景。１．２开关电源的发展概述上世纪六十年代初期以前，线性调整器一直占据着电源市场的主要份额。线性调整器由一个工作在线性区的晶体管与负载串联构成，结构简单，整个回路中不存在开关损耗。但是，线性调整器效率低，只能降压，输出与输入之间有公共部分，且其初始直流输入电压一般由工频变压器次级整流获得，而工频变压器的体积和重量限制了它的推广应用【ｌ】。上世纪六十年代初期，ＰＷＭ技术的出现极大地改变了直流变换器的设计方式，不仅降低了开关电源的体积和重量，还提高了电源的功率因数和效率，很快就取代了线性调整器的位置。上世纪六七十年代是半导体技术飞速发展的时期，新的功率器件不断涌现，如门极可关断晶闸管（ＧＴＯ）、电力双极型晶体管（ＢＪＴ）、电力场效应管（ＭＯＳＦＥＴ）等全控型器件，以及在八十年代异军突起的绝缘栅极双极型晶体管（ＩＧＢＴ）。这些器件不仅可以工作在更大的电压电流定额下，而且开关速度得到了极大的提高。同时，非晶、微晶磁芯和高频铁氧体等磁性材料的研究也取得了进展【２】。因此，开关电源可以工作在越来越高的频率，从而使开关电源向着高频化、小型化、高功率密度的方向发展【３Ｊ。开关电源的高频化也会带来一些问题。由于开关器件不是理想化的，在其开频变压器的漏电感和串接的换向电感作为谐振元件，谐振电感对功率开关管两端的输出电容充放电，使开关管两端的电压下降为零，从而有效地降低了电路的开关损耗和噪声干扰【６】【７１。移相全桥软开关ＰＷＭ变换器也存在一些问题：１、输出整流管上存在电压尖峰和电压震荡；２、在电路的续流期间环流比较大；３、副边存在占空比丢失的问题；４、无法在整个负载范围内实现所有器件的软开关。为了解决这些问题，很多学者正在进行相关的研究，并提出了一些方案。到上个世纪末，已经有很多成功的商业应用了。然而，要想实现更高频率级别软开关电源的实用化，仅依靠电路的开发是很困难的，还需依靠电力电子器件性能的改善、器件封装技术的提高等。虽然，软开关的研究已经进行了将近四十年，但仍有继续研究的现实意义。例如，新型开关器件的出现及开关器件性能的改善，需要研究最佳的软开关变换器电路，对于过去已开发而未得到应用的电路，在新的条件下，应用于高频软开关技术的可能性也要重新评估【４】。开关电源中的谐波问题也是人们比较关注的。开关电源直接接入电网的应用已经很普遍，特别是在离线式应用中。开关电源中用到了很多非线性的器件，如功率开关管，如不进行功率因数校正，开关电源输入电流将发生严重的畸变，谐２中南大学硕士学位论文第一章绪论波含量非常大，功率因数不能满足要求，对电网的污染比较严重【８】。随着用电设备越来越多，谐波问题已引起了越来越广泛的关注，在开关电源中使用功率因数校正技术是一个有效的解决谐波问题的方法。最先通过在电路中加大电感和大电容来实现功率因数校正，称为无源功率因数校正。这种方法电路简单、实现容易，但也存在只能固定地补偿无功、对负载变化的适应性差、滤波器的体积和重量较大等明显的不足【９１。有源功率因数校正技术是解决开关电源谐波问题的最佳方法。通过在电路中引入电流反馈，把输入电流的波形从窄脉冲变为接近于正弦波，有源功率因数校正电路能实现输入电流的波形跟踪输入电压的波形，并维持直流输出电压的稳定【ｌｏ】晶闸管在早期的有源功率因数校正电路中应用十分广泛。有源功率因数校正技术在上世纪七十年代末进入了飞速发展的时期，从此跨入了现代有源功率因数校正技术的时代。这一时期在有源功率因数校正技术上取得了很多的研究成果，加上可以工作在更高的开关频率，此时有源功率因数校正电路已具有体积小、重量轻、效率高、功率因数接近于１等优点。这个时期的有源功率因数校正技术是基于Ｂｏｏｓｔ变换器的，且Ｂｏｏｓｔ变换器工作在连续导通模式（ＣＣＭ）下，大多采用“乘法器＂原理来实现其控制。连续导通模式下的功率因数校正技术传输的能量比较大，但因为这种方式比较复杂，不太适用于大量应用的２００Ｗ以下的中小功率容量的电源。８０年代末提出了利用工作在不连续导通模式（ＤＣＭ）下的变换器进行功率因数校正的方法，其输入电流的波形自动跟随输入电压的波形，可自动实现功率因数近似为１。这种方法的控制比较简单，但一般不能应用于功率较大的场合【９Ｊ。有源功率因数校正技术在九十年代进入了全新的发展阶段，ＰＥＳＣ在１９９２年设立单相功率因数校正专题更被看作是有源功率因数校正技术发展史上的一座里程碑【１０】。近年来，一些新的控制算法被应用于有源功率因数校正电路的控制，如单周期控制、滑模控制、模糊控制和神经网络控制，同时功率因数校正原理和拓扑结构等方面也有一些进展【ｌｌ】【１２】。以前提出的基于Ｂｏｏｓｔ变换器的有源功率因数校正电路的结构分为两级，前一级主要实现功率因数的校正，后一级主要提供一个稳定的输出给负载。这种校正电路的校正效果是比较理想的，但存在元件多、费用高、电路效率低等问题。为解决两级有源功率因数校正电路存在的问题，近十多年中提出了很多单级功率因数校正电路，希望将功率因数校正级和功率变换级结合到一起，能量只被处理一次，用一个控制器就能同时完成输入功率因数校正和输出电压调节【１３】【１４】。但这种电路的输入电流不是非常接近正弦波，还有待进一步研究。电子、计算机、电视等行业，取得了较好的效果。工作频率为１００ｋＨｚ．２００ｋＨｚ的高频开关稳压电源于８０年代初期就已开始试制，９０年代初期试制成功，并已进入实用阶段。３）大发展阶段（１９９０年至今）这一阶段，国际上在电源领域的研究日新月异，而我国的电源行业也取得了很大的发展。邮电、铁路、电力、高等院校、研究所、军工系统等都有电源的开发和生产，电源企业大量涌现，出现了一批产值过亿，甚至过十亿的企业【１５】。纵观我国电源行业和技术的发展，虽实现了从无到有，并取得了可喜的成就，但与一些先进国家相比仍有较大的差距。在我国电源行业的大发展阶段，国内电源市场巨大的商机也吸引了国外大批的公司。它们大多通过在中国设厂，降低生产和运营成本，占据了较大的市场份额。经过多年的发展，国内电源行业生产规模不断扩大，技术不断提高，国产产品已快速地将中小功率模块电源市场夺回。但在同步整流、软开关、有源钳位、平面变压器等高端技术方面，由于成本高、工艺复杂、配套能力差、行业认可度低等原因，离在产品中大规模的应用还有一段距离。因此，在未来几年内，２００Ｗ以上功率模块电源的市场份额仍将可能以国外产品为主导【１６１。目前，我国电源企业所面临的问题主要有：１、数量虽多，但规模都比较小。电源种类多、应用广、投资小，各种档次４中南大学硕士学位论文第～章绪论的产品都有一定的生存空间，所以电源的生产企业数量多，但大部分是中小企业［１５１２、布局分散，无法形成整体优势。由于电源应用领域广，所以很多行业都有电源的生产商和研究机构，资金、技术分散，无法形成整体优势【１５】。３、市场竞争大．目前，国外著名的电源厂商都已在我国建厂。另外，台湾地区电源产品大部分已转移到东南亚和大陆。外商产品已占领了通信电源、不间断电源（ＵＰＳ）、变频电源等市场的大部分份别１６１。面对挑战，我国电源厂商只有以积极的态度去面对，努力扩大生产规模，降低生产成本，提高管理水平，培养专业的技术队伍，提高自身竞争力，才能满足市场快速变化的要求。１．４开关电源的研究热点开关电源从诞生之日起就一直处在不断的发展中，目前在开关电源领域出现了很多新的研究热点。下面介绍几个主要的最有发展前景的研究热点。ｌ、电力电子器件电力电子器件是开关电源乃至整个电力电子行业不断发展的基础，其发展水平制约着开关电源以及整个电力电子行业的发展，所以电力电子器件的研究一直是电力电子行业的研究热点。各半导体厂商一直在提高原有器件的性能和开发新的器件，并取得了一些成果。ＩＧＢＴ刚面世时，其电压电流定额都很低，只能到达６００Ｖ、２５Ａ。经过不断的研究和改进，现在ＩＧＢＴ的电压、电流定额已经可以分别达到４５００Ｖ、１８００Ａ，高压ＩＧＢＴ单片耐压已经能够达到６５００Ｖｔｌ。７１。ＩＧＢＴ的工作频率一般只能达到２０ｋＨｚ－４０ｋＨｚ，采用穿通型结构制造的ＩＧＢＴ，其工作频率可达到１５０ｋＨｚ（硬开关）和３００ｋＨｚ（软开关）。ＩＧＢＴ技术的进展实际上是快速开关、通态压降和高耐压值三者间的综合考虑。随着工艺和结构形式的不同，ＩＧＢＴ在二十年发展进程中，有以下几种类型：穿通型、非穿通型、软穿通型、沟漕型和电场截止型【ｌ‘７１。Ｉｎｆｉｎｅｏｎ公司于１９９８年推出了一种基于“超级结”结构制成的冷ＭＯＳ管，其工作电压可达到６００Ｖ＂－－８００Ｖ，而且其通态电阻降低了差不多一个数量级，仍保持开关速度快的特点，是一种发展前途很好的高频功率半导体器件【１７１。近年来，人们在新材料的研究中发现，砷化镓、碳化硅、磷化铟及锗化硅等新型化合物材料具有半导体的特性，而且在某些方面的性能比传统半导体材料还要好，用这些材料制成的新的电力电子器件正在不断涌现，下面以碳化硅为例进行介绍。碳化硅是现在发展得最成熟的宽禁带半导体材料，可制作出性能更加优异的５子交换系统、通讯系统等的电源，其优点是：可实现ＤＣ／ＤＣ变换器组件模块化；可采用Ｎ＋Ｉ冗余方案，提高系统可靠性；易于扩增负载容量；可降低母线上的电流和电压降；容易做到热分布均匀、便于散热设计；瞬态响应好；可在线更换失效模块等啪１。４、数字控制技术传统的开关电源中使用的主要是模拟控制，其性能受到很多的限制。近几年来，国外的ＩＣ厂商已经生产出了很多可用于高频开关电源控制的高性能数字信号处理器，价格也已降到可以接受的水平。数字控制是开关电源一个新的发展趋势，已经在许多功率变换设备中得到应用。数字控制的优点有：数字信号与混合模数信号相比可以标定更小的量，芯片价格也更便宜；可以对电流检测误差进行精确的数字校正，电压检测也更精确；可以实现快速、灵活的控制设计。但数字控制技术在开关电源中的应用还不是很成熟【２１】【２２】。５、电力电子集成技术开关电源的特点是：非标准件多、设计周期长、成本高、可靠性低、工作量大等，而用户要求厂商生产的电源产品要实用、可靠性要高、体积重量要小、成６中南大学硕士学位论文第一章绪论本要低。这使电源厂商迫切需要开展集成电源模块的研发，实现电源产品的模块化、标准化、可制造性、规模生产、降低成本等【４】。近几年，单片开关电源以其集成度高、性价比高、外围电路简单、性能指标高等特点，已成为中、小功率开关电源、精密开关电源及开关电源模块的优选集成电路。系统集成的设计观念，随着大规模分布式电源系统的发展而被推广到更大容量、更高电压的电源系统，出现了集成电力电子模块。集成电力电子模块将功率器件与电路、控制以及检测等元件封装在一起，得到标准的，可制造的，既可用于标准设计，也可用于专用、特殊设计的模块，可快速高效为用户提供产品，显著降低成本，提高可靠性【４Ｊ。总之，电力电子集成技术是当今国际电力电子界的研究热点之一。１．５论文的主要研究内容本文的主要目标之一是设计一款通讯用的输出可达到１２００Ｗ的离线式开关电源模块，开关频率可达到１２０ＫＨｚ，同时对有源功率因数校正、移相全桥、数字控制等关键技术进行了深入的研究，并提出了一种新的移相全桥软开关变换器拓扑。移相全桥软开关变换器以其电路结构和控制方式简单，容易实现软开关等优点成为了在大中功率场合下研究和应用最多的一种拓扑，但也存在一些缺点，如占空比丢失、续流期间环流过大、输出整流二极管上存在电压振荡和电压尖峰等。本文在已有的研究成果的基础上，提出了一种的新的移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器拓扑结构，能够解决传统的移相全桥变换器输出整流二极管上存在的电压振荡和电压尖峰，最大限度地减少了占空比的丢失，并减少了在续流期间变换器的损耗，提高了整个变换器的性能。本论文的主要内容如下：第一章首先介绍了论文选题的意义，然后在查阅了大量文献的基础上对国内外开关电源技术的发展、我国电源行业的发展和面临的挑战和目前在开关电源领域中出现的新的研究热点进行了介绍。第二章先介绍了各种功率因数校正技术的原理、优缺点和应用场合等内容，然后以ＴＩ公司最新推出的ＵＣＣ２８０１９作为有源功率因数校正电路的控制器，设计了一个可用于１２００Ｗ开关电源中的有源功率因数校正电路。第三章是本文的重点，在研究已有成果的基础上，提出了一种新的移相全桥软开关ＰＷＭ变换器。为了证明其优越性，进行了详细的理论分析、对比研究和仿真实验。７中南大学硕士学位论文第一章绪论第四章在前面所进行的研究的基础上设计了一款通讯用的１２００Ｗ的离线式开关电源模块，并阐述了详细的设计过程。第五章首先介绍了开关电源的数字控制技术和本文设计的开关电源中用到的数字信号处理器，然后详细设计了ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２的双电源供电电路，对移相全桥功率开关管控制信号的生成的原理进行了深入的研究，并建立了移相全桥软开关变换器的数学模型，在此基础上设计了一个模糊自适应ＰＩＤ控制器，并通过相关的Ｍａｔｌａｂ仿真，与传统的ＰＩＤ控制器进行了比较，证明了模糊自适应ＰＩＤ控制器能获得更好的控制性能。第六章对全文的工作进行了系统的总结。８中南大学硕士学位论文第二章功率因数校正技术第二章功率因数校正技术功率因数校正技术的出现极大地促进了开关电源的发展。它不仅可以消除输入电流中因非线性器件而产生的谐波电流、提高整机的功率因数，同时还可以提高开关电源整机的效率。现在，功率因数校正技术仍然是开关电源领域中的研究热点之一，本章将对功率因数校正技术进行研究。２．１概述开关电源一般直接通过电网的交流市电供电。输入的交流市电经过整流电路整流和电容滤波后，得到的是一个比较平滑的直流电压，然后经ＤＣ／ＤＣ变换后得到一个与负载相匹配的直流电压。但是在这个过程中，只有当输入电压的绝对值大于滤波电容上的电压值时，才有电流从电网流向滤波电容和负载，输入电流失真很严重，功率因数一般只能达Ｎｏ．乱０．７，输入总谐波的失真率可达１００％～１３０％。开关电源的谐波含量大、功率因数低会造成很严重的影响。例如，大量的谐波电流流入电网，会对电网造成污染，不仅会造成二次效应，即电流流过线路阻抗造成谐波电压降，使电网电压发生畸变，还有可能会造成电路故障、损坏电力设备、降低供电系统的功率因数、增大系统的供电量和干扰仪器、仪表、计算机的正常工作等【４１。随着电力电子设备总的容量不断地扩大，造成的影响越来越严重，谐波问题己引起了人们的广泛关注。为了治理谐波，许多国家制订了相应的谐波管理标准，通过立法来限制高次谐波。国际电工委员会于１９９８年对谐波标准ＩＥＣ５５５．２迸行了修改，另外还制定了新的谐波标准ＩＥＣ６１０００．３．２。我国也在１９９３年颁布了ＧＢ／Ｔ１４５４９．９３《电能质量公用电网谐波》［１０ｌ。这些规定的主要目的在于：（１）对用电设备输入电流中的谐波电流进行严格的限制，减少其对电网的污染和对其他用电设备的影响，同时还规定未达到该标准要求的产品不准进入市场【１０】；（２）减小电网和电力设备因谐波电流造成的不必要的损耗，提高电能的利用效率。由于有关标准的强制规定、研究人员的不懈努力、采用功率因数校正技术带来的效益和性能的提升，功率因数校正技术得到了不断的发展和广泛的应用。９中南大学硕士学位论文第二章功率因数校正技术２．２功率因数校正的方法功率因数校正是在校正电路中引入一个电流反馈，使交流输入电流的波形跟随交流输入电压的波形，即使输入电流和输入电压同相位，达到提高功率因数的目的。功率因数的定义为Ｆ＝ｙ．ｃｏｓｔｐ，其中Ｆ是功率因数，Ｙ是输入电流的基波因数，妒是输入电流中基波与输入电压的相位差。因此，可通过两个途径去提高功率因数：（１）使输入电压和输入电流基波的相位相同，即够＝０，从而ｃｏｓ（ａ＝１，Ｆ＝Ｙ；（２）使输入电流的有效值与其基波电流的有效值相等，即正弦化输入电流，使‘肿／ｋ＝１，Ｆ＝ｃｏｓ【¨。从上述两个途径就可实现功率因数为ｌ的目标，即Ｆ＝ｙ．ｃｏｓ簟ｏ＝ｌｘｌ＝ｌ。根据用到的器件的不同，功率因数校正技术可分为无源和有源功率因数校正技术两种。２．３无源功率因数校正技术无源功率因数校正技术利用无源器件来进行功率因数校正、降低谐波含量，其电路结构如图２．１所示。无源功率因数校正电路有电路结构简单、成本低廉、可靠性高、ＥＭＩ小等特点，且在简单无失真的电抗负载情况下能工作得很好，不需要的电抗部分可用大小相等、极性相反的电抗来抵消掉【１０】。Ｉ２、ｌ｝ＩＩ‰＋Ｃ１ｌ≥Ｖ州丰＝＝Ｃｏ：ＩＺＩ２Ｉ图２－１无源功率因数校正电路但是无源功率因数校正技术应用的灵活性非常差，并且不能滤除由非线性器１０有源功率因数校正的基本思路是：交流输入电压经全桥整流后，再进行ＤＣ／ＤＣ变换，通过适当的控制使有源功率因数校正电路的输入电流的平均值自动跟随整流后的电压波形，使输入电流波形正弦化，同时保持输出电压稳定在预定值ｆ２３】。有源功率因数校正技术是目前抑制电流谐波、提高功率因数的最佳方法，其原理框图如图２．２所示。因为要同时控制输入电流和输出电压两个量，所以有源功率因数校正电路一般都是一个双闭环的系统：内环为电流环，使电路的输入电流波形与全桥整流电压波形相同；外环为电压环，使ＤＣ／ＤＣ变换器输出稳定的直流电压。相对无源功率因数校正技术，有源功率因数校正技术具有体积小、重量轻、效率高、功率因数高等诸多优势。随着功率半导体器件的发展，有源功率因数校正技术的应用将更加广泛【１３】。２．４．１有源功率因数校正电路的拓扑结构在进行有源功率因数校正时，主要是通过ＤＣ／ＤＣ变换来提高输入电流的功中南大学硕士学位论文第二章功率因数校正技术率因数，同时保持输出电压稳定在预定值１９］。ＤＣ／ＤＣ变换的基本拓扑结构有很多种，如Ｂｕｃｋ型、Ｂｏｏｓｔ型、Ｃｕｋ型、Ｆｌｙｂａｃｋ型等。其中，Ｂｕｃｋ型的功率开关管直接接在整流桥的输出端，功率开关管的噪声将直接影响电网，给滤波带来了很大的困难。而且，以ＭＯＳＦＥＴ为例，其源极的电位是浮动的，所以其驱动电平也是浮动的，使得驱动电路复杂，所以较少使用。Ｃｕｋ型有两个功率开关管，且有一个功率开关管与Ｂｕｃｋ型一样，所接电位是浮动的，使得驱动电路复杂。Ｆｌｙｂａｃｋ型中的功率开关管承受很高的电压应力和电感峰值电流，适用的功率场合一般比较小１１０１。Ｂｏｏｓｔ型结构简单，方便使用电流进行控制，可在一定的电压输入范围内保持较高的功率因数，是一种常用的拓扑，其基本结构如图２．３所示。输入的交流市电经二极管整流后得到半波正弦信号，之后送至升压变换器。升压变换器由升压电感、功率开关管、续流二极管、输出电容和功率因数校正器等组成。通过控制功率开关管的通断，使交流输入电流跟随交流输入电压，成为近似同频同相的正弦波，从而实现功率因数近似等于１ｔ１０１。图２－３Ｂｏｏｓｔ型有源功率因数校正电路的基本结构Ｂｏｏｓｔ型有源功率因数校正电路有以下特剧８Ｊ：（１）电路中有升压电感，对输入滤波器的要求比较低，并可防止电网中浪涌电流对主电路的瞬态冲击；（２）工作在连续电流模式，对电网的电磁干扰相对来说比较小；（３）输出电压大于输入电压的峰值；（４）开关器件所承受的电压应力不超过输出电压的值，且开关管的源极（或双极晶体管的发射极）所接的电位是固定的，因此开关管的驱动电路比较简单；１２中南人学硕士学位论文第二章功率因数校正技术（５）Ｂｏｏｓｔ电路能在相关标准规定的输入电压和频率的变化范围内正常的工作。Ｂｏｏｓｔ型有源功率因数校正电路可以看作是一个两级结构。其中，Ｂｏｏｓｔ变换器是第一级，主要完成提高输入功率因数并抑制输入电流谐波的功能，ＤＣ／ＤＣ或ＤＣ／ＡＣ变换器是第二级，主要任务是调节输出，以便与负载匹配。由于两级分别有自己的控制环节，因此电路的性能能很好地满足要求，但其电路结构较复杂，成本也较高ｆ２４】。近年来，为了追求低成本、高性能，同时又满足谐波限制标准的ＡＣ／ＤＣ变换器，特别是在小功率场合，单级功率因数校正电路的概念被提出。单级功率因数校正电路的基本思想是将ＰＦＣ级和ＤＣ／ＤＣ级合二为一，两个变换器共用一个开关管和一套控制电路，同时实现输入电流整形、输出隔离和输出电压快速调节等功能。单级功率因数校正电路的功率因数校正变换器不被控制，电路本身应该具有能使输入电流波形完全或部分的跟随输入电压波形的功‘ＦＩｅ，［１４】。Ｂｏｏｓｔ、Ｂｕｃｋ．Ｂｏｏｓｔ、Ｓｅｐｉｃ、Ｃｕｋ、Ｚｅｔａ等变换器，在占空比固定并且工作在ＤＣＭ模式时，具有固定的功率因数校正功能。为了简化电路，大部分的单级功率因数校正变换器的功率因数校正部分都采用工作在ＤＣＭ模式的Ｂｏｏｓｔ或Ｂｕｃｋ．Ｂｏｏｓｔ变换器来实现输入电流的波形自动跟随输入电压的波形。尽管单级功率因数校正变换器的性能不如两级功率因数校正变换器好，但在要求不是很高的场合，还是能够满足要求Ｉｌ４。。２．４．２Ｂｏｏｓｔ型有源功率因数校正电路的控制策略根据选取的反馈信号的不同，Ｂｏｏｓｔ型有源功率因数校正电路的控制方式，可分为电压控制和电流控制两种模式。电压控制模式是一个单闭环的电压控制系统，只有一个反馈环路，系统响应慢，很难达到较高的精度。电流控制模式与电压控制模式相比，多了一个检测电流、具有逐周期限流功能的电流内环。与电压控制模式相比，电流控制模式具有较好的电源电压和负载调整特性、响应速度快，因此应用也比较广泛。根据升压电感上的电流是否连续，Ｂｏｏｓｔ型有源功率因数校正电路的工作模式可分为连续导通（ＣＣＭ）、临界导通（刑）和不连续导通（ＤＣＭ）三种模式［２４１，图２－４为各种模式下电感电流的波形。（１）采用连续导通模式的功率因数校正电路的电感电流波形如图２—４ａ所示，其主要特点为：电流纹波较小，滤波容易，适用于大功率场合，但功率器件和续流二极管工作在硬开关状态，开关损耗大，尤其是在续流二级管有较大反向恢复电流的情况下【２４Ｊ。利用ＤＣＭ模式进行功率因数校正的方法是根据某些ＤＣ／ＤＣ拓扑具有电压“跟踪”特性，控制开关管的导通方式，使输入电流平均值跟踪输入电压，达到功率因数校正的目的。在连续导通模式中，按照反馈量是否直接选取电感的瞬态电流，电流控制可分为间接和直接电流控制两种。在直接电流控制中，按照检测电流不同，又分为峰值电流控制、滞环电流控制和平均电流控制三种【ｌｏｊ。（１）滞环电流控制是检测升压电感上的电流，当升压电感上的电流上升到一定值时，功率开关管导通，下降到一定值时，功率开关管截止。开关管的导通和截止的控制采用的是ＰＦＭ控制方式。（２）平均电流控制是开关电源和电子镇流器中用得最多的一种方法，有ＴＨＤ值小，对噪声不敏感，电感电流峰值与平均值之间的误差小，有恒定的工作频率，输入电压可以调节。其缺点是控制电路比较复杂，需要增加电流误差放大器，且外围器件的参数计算和选型也较为复杂Ｉｌｏｌ。（３）峰值电流控制是检测峰值电流，开关频率恒定。因为只有稳定的工作频率才能有效地、快速地检测出峰值电流，并将检测到的峰值电流均化后，再用来控制开关管的导通和截止，对输入电流进行调节，使其波形跟随输入电压的波１４中南大学硕士学位论文形，从而提高功率行斜坡补偿【１０１。２．５有源功率因数校正电路的设计为使控制电路简单化、小型化，并且具有高的可靠性，已经有很多的ＩＣ厂家生产出了各种不同性能和用途的专用功率因数校正控制芯片，如德州仪器（ＴＩ）、安森美、国家半导体等。本文中以ＴＩ公司最新推出的ＵＣＣ２８０１９来设计功率因数校正电路。ＵＣＣ２８０１９简介ＵＣＣ２８０１９是德州仪器公司最新推出的一款８引脚的用于工作在连续导通模式的有源功率因数校正控制芯片，能以极小的谐波失真获得接近单位功率因数的水平，非常适用于低成本的ＰＦＣ应用。该器件适用于１００Ｗ至２ｋＷ，甚至更高的功率场合。欠压锁定下的启动电流小于２００ｒｔＡ，用户可通过把ＶＳＥＮＳＥ引脚上所加的电压控制在０．７７Ｖ以下来将其置于低功耗待机模式【２５１。通过采用平均电流模式控制，电路的输入电流的波形失真很小，且无需检测输入的线电压，减少了外围器件的数量【２５１。电压和电流控制环的补偿可通过简单的外部网络灵活地实现。开关频率内部恒定，通过１．５Ａ的门极峰值电流驱动外部的开关管。芯片内部集成了多项保护功能，包括峰值电流限制、过电流检测、开环检测、输入欠压检测、输出过电压／欠电压检测，在ＶＣＯＭＰ引脚上有一条放电通道，在ＩＣＯＭＰ引脚上有过载保护。软启动功能可限制启动过程中的冲击电流。ＵＣＣ２８０１９的特点可归纳如下【２５】【２６Ｊ：（１）不需要检测线电压，减少了外围器件；（２）宽的电压输入范围；２．５．１（３）６５ｌ讯ｚ的固定工作频率；（４）最大占空比可达９７％；（５）输出过压／欠压保护；（６）输入欠压保护；（７）逐周期峰值电流限制；（８）开环检测；（９）用户控制的低功耗待机模式。ＵＣＣ２８０１９主要的应用场合为【２５】：率因数校正技术，设计了一个图２—５为详（６）输入电压纹波：不超过５％；（７）输入电流纹波：不超过１５％。（８）功率因数”：不低于０．９９：下面进行电路具体的性能指标和器件参数的计算。１、电流计算首先，确定最大平均输出电流易卯（一）ｋ旷警＝器ｑ彳协Ｄ最大输入电流有效值■舢㈣为ＩＶ一ｍ“）２—ｒｌｘＡＬ：１堡塑幽ＰＦｘ—Ｖｍｔｍ）２—０．９４ｘ５）．２：ｍｃｓ（．６！兰ＱＱ鲨０．≈９—９ｘ１９８Ｖ≈Ｏ·Ｌｚ。ｚ夕２（输入的最大峰值电流‰脒（ｍ戤）为ｋ觥（删时＝√２ｋｍ稻（咖吣＝４２ｘ６．５１≈９．２Ａ（２—３）最大输入平均电流■＿职（麟）为１６中南大学硕上学位论文第二章功率因数校正技术写苫墨与晏五星譬薏一ｌＩ．壶差生粤：”’§告与古．．苫§善§§ｏ“ｏ２￥ｌ∞掣星重５２巴６吾ｌ｜Ｉ薹怠、—。Ｗ卜—一卜２一工苫＃Ｆ￡ＩＩＬ２基硕士学位论文第二章功率因数校正技术型立丝塑咝：—２ｘ—９．２≈５．８６彳（２－４）设全桥整流电路的正向压降‰为Ｏ．９Ｖ，则整个整流桥的功耗ｋ为全桥整流电路的功耗ｋ＝２‰×‘』躁（一）＝２ｘＯ．９ｘ５．８６＝１０．５５Ｗ（２—５）入电容ＣＪⅣ的选取由要求的输入电流的纹波ｋⅣ、输入电压的纹波输入电容肼和电路的工作频率厶来决定。ＩｍＰＰ呸阱＝ｏ。１５ＩｌＮＰＥＡ｜《㈣＝Ｑ．１５ｘ９．２＝１．３８Ａ％眦一肼（ｍ。）＝０．０５ｘ，，／２ｘ巧Ｎ（ｍｍ）＝０．０５ｘ～／２ｘ１９８≈１４ＶＣ／Ｎ瓦１焉ＲＩＰＰＬ忑Ｅ＿ＩＮ＝＝—１．３—８＝ｏ．１９毯ｆ∥旺ＰＰ旺｜Ｎ㈣ｌＵ，２Ｕ．１ｙ“，ｏ，２（，∥９１．ｏ＝Ｆ西ｏｌ６）入电容实取值为Ｏ．２０心。一＝一２Ｕ．Ｉｙｘ６５０００×１４８Ｘ－升压电感压电感ｋ在确定流过其上面最大的峰值电流五～㈣后才能决定。％一ＰＥＡＫ（麟）：‘一～（眦）＋垒号坐：９．２＋半：９．８９彳因为电路是工作在ＣＣＭ模式，所以根据占空比为０．５时的最坏情况来确定升压电感的最小值。ＬＢＳＴ（ｍｉｎ）－＞磊Ｖｏｗ．Ｄ．（１－Ｄ）＝等黼≠＝１．１ｌｘｌＯ－３Ｈ＝１．１ｍＨ协７）ｋ实取值为１．２ｍＨ。５、升压二极管升压二极管上的损耗‰主要考虑其导通损耗（按最大占空比０．５时计算）和反向恢复过程中的开关损耗。为了尽可能的减少损耗，在此选择一个碳化硅二极管，价格虽然高一点，但是可以忽略反向恢复过程中的损耗。‰＝Ｏ．５·咋·易沂（雠）（２—８）其中，圪为升压二极管的正向导通压降，％＝１．５Ｖ。易砒＝ｏ．５·１．５·３＝２．２５Ｗ设计中选用ＥＴＣ的ＣＳＤ０４０６０。１８中南大学硕士学位论文第二章功率因数校正技术６、开关器件ＭＯＳＦＥＴ上的损耗由导通损耗足ＤⅣＤ和开关损耗Ｂ矽两部分组成。设计中选用ＳＰＰ２０Ｎ６０Ｃ３型号的ＭＯＳ管。圪ＤⅣＤ＝珐膦×Ｒ跏（２－９）其中，ｋ嬲为流过ＭＯＳＦＥＴ的电流的有效值，尺咖为ＭＯＳＦＥＴ的导通电阻。ｋ一嬲＝尝‘尼ＤⅣＤ＝６．５２２ｘ：～１２００～ｆ２Ｚ一些：６．５２彳＝～·一一＝ｎ１，／月１９８～３万×４００“一“０．３５＝１４．９１４，＂岛＝厶·（ｆｒ·Ｚｏｗ·ｋ删足（ｍ。）＋ｏ．５·‰·‰）‰＝６５ｘ１０３ｘ（４．５ｘ１０。９ｘ４００ｘ９．２＋０．５ｘ７８０ｘ１０。２ｘ４００２）＝５．１４ＷＭＯＳ管上总的损耗为圪ＤⅣＤ＋Ｂ∥２１４．９＋５．１４＝２０．０４Ｗ７、电感电流检测电阻（２－１０）其中，‘为ＭＯＳＦＥＴ的开关时间，Ｃ淼为ＭＯＳＦＥＴ的栅短路共源输出电容。（２－１１）触发（芯片内部设定的参考电压为Ｖｓｏ。＝Ｏ．７３Ｖ），可得电流检测电阻ｋ的值为ｋ当升压电感上的电流值超过设定值的２５％时，芯片内部的过流保护功能将会‰。Ｆ：—』Ｌ：旦：０．０６３Ｑ２瓦丽２西面２·０６３ＱＵ．／ＪＣＯＳＶ）２１．２（‘２。为保护芯片不被冲击电流损坏，ＩＳＥＮＳＥ引脚上串联了一个小的限流电阻，并且为了滤除供电电压中的噪声，在ＩＳＥＮＳＥ引脚上并联了一个１０００ＰＦ的电容。８、输出电容的选取输出电容Ｃ０。盯的选择跟对功率因数校正电路输出电压的保持要求有关。假定要求输出电压在一个供电电压周期内不能够低于３００Ｖ，则输出电容的最小值由式２－１３得到。其中，ｔｎｏＬｏ泞为输出电压的保持时间，‰脚泖为输出电压在保持时间内的最低值。ＣｏｕＴ（ｍｉｏ）＝可夏：２ＩＰｏ＝＿ｖ谚ｒ戛ｔｎ：ｏ＝ｚｏｗ＝三主黠＝。．。。。９６Ｆ＝９６。∥Ｆ（２－ｌ１９３）ＣｏＵＴ的值在此基础上留有２０％的余量，选取其值为１．２ｍＦ。９、输出电压检测电阻考虑到电压检测电阻上的损耗和电压检测的误差，分压电阻的取值应尽量的中南大学硕士学位论文第二章功率因数校正技术大一点，根据实际情况，Ｒ蹦取值为１Ｍｒ２。因为内部的参考电压‰为５Ｖ，由此可以计算出分压电阻ＲＦＢ：的值。Ｒ咫：＝ｉＶ夏ＲＥ：Ｆ瓦ＸＲＩＢｌ＝等＝－２６５８Ｑ＝ｔ２．６５８ＫＱ（２－，４）％２的实际值可取１２．７Ｋｔ２。ＵＣＣ２８０１９的过压保护功能在功率因数校正电路的输出电压高出设定值的５％时触发，而欠压保护功能在功率因数校正电路的输出电压低于设定值的５％时触发。ＶＳＥＮＳＥ引脚上须并联一个小的电容来避免供电电源中噪声的影响。１０、电压和电流环路的补偿在进行电压和电流环路的补偿前，须先根据ＵＣ２８０１９内部的两个参数Ｋ和翰确定内部的另外两个变量Ｍｌ和Ｍ２。Ｍ鸠＝％氅警协㈣嘞＝石１＝而１＝１５．３８５∥ｓＫＩ＝７Ｍ必：—３．４—３了ｘ４—０—０２了ｘ１。０．９４２Ｘ２２０２０—．０—６３一ｘＸ１５．３８５７：０．３６８Ｖ／∥ｓ根据其数据手册上的数据，得出ＶＣＯＭＰ≈４，Ａ磊＝０．２７９ｘＶＣＯＭＰ一０．６３２＝０．２７９ｘ４—０．６３２＝０．４８４（２—１６）Ｍ２＝０．１２２３ｘ（ＶＣＯＭＰ一１．５）２＝０．１２２３ｘ（４—１．５）２＝０．７６４（２－１７）Ｍ×鸠＝０．４８４ｘ０．７６４＝０．３７０．３７与上述的０．３６８相差很小，故计算出的Ｍ１、Ｍ２值合理。鸠＝０．１０２６ｘＶＣＯＭＰ２－０．３５９６ｘＶＣＯＭＰ＋０．３０８５＝Ｏ．５１２（２－１８）ＩＣＯＭＰ引脚上应接的电容‰为‰＝ｉｇ蝴ＭｉＸ×ｍ儿Ｉ陷（ｆ／ａｖｏ＝９５拖）（２·１９）其中，ｇｍｉ为内部电流放大器的跨导，无粥是电流平均极点的频率。一：—０．０００９５—×０．４８４≈ｌ，２了忑聂面矿≈ＴａｔｏｃｚＣＦｐｌｌＯ中南大学硕士学位论文第二章功率因数校正技术ＧｅＬ（ｆ）＝丽ＫＩＲｓＥＮｓＥＶｏＴ×ｉ蕊１ＧｃＬ（ｆ）＝３．７２ｘ１０４（２１２。）ｘ刁再面雨１而顶万电压检测环节的传递函数Ｇ船和ＰＷＭ模块到有源功率因数校正电路的传递函数ｑ删一胚（门相乘就是补偿前电压总的开环传递函数，锦删一髂（／）在乃聊一髂处有一个极点。钿一矿曩露１在１０Ｈｚ处。％＝丽ＲＦＢ２＝丽１丽２．７ｋｆ２Ｍ≯姗ｘ＝ｏ．０１２５（２－２１）ＫｖｏＭｌＭ２噶２覆巫壶亚草乩２９５舷（２－２２）１５．３８５ｘ０．３７×２２０２‰一髂（仍冱ＭＩＭ２ｋ０．５１２×４００ｌｊｕｓ＝ｉ０面．３７ｘ广ｌ＝ｉ５５丽４１＋兰塑ｌ＋塑２万×１．２９５８．１３（２—２３）…～２冗ｆＰ刚ＰＳ电压误差放大器将在ｆＰＷＭＰＳ处用一个零点（厶釉）进行补偿，在２０Ｈｚ（‰Ｆ）处补偿一个极点以消除高频噪声的影响，整个电压环路的交越频率工应厶渤＝—２ｘ—Ｒｖ—ｃｏＭＬｖＣ—ｖｃｏ岬１０１ＭｅＣｖｃ—。忆ａ＇Ｃｖｃ。ｕｅ２—２ｘＲｖｃ‰＋‰尸ｖ（２．２４）的值比（２．２５）Ｌ黼一，２——‰一，＝—２ｚｒｘ—２０ｘＪｌ０５垒ｘ１０鲨３ｘｌ—．２ｘ～１０＇６－１－０．０８１∥Ｆｊ’吒（力＝４２’函瓦ｌ＋丽０．１２６而．ｓ（ｆ）电压反馈环路总的传递函数为电压检测环节的传递函数Ｇ阳、ＰＷＭ模块到功率因数校正电路的传递函数ＧＰ聊一雕（力和补偿网络的传递函数吒（厂）的乘积。１ｌ、欠压保护为使流入ＶＩＮＳ引脚上的偏置电流最小５９１１＇．吏ＲｖＩＮｓ，上的功耗尽量小，考虑到实际情况，通常取１０ＭＱ左右。当输出电压低于圪ｃ（谚）时，欠压保护电路将会关断功率管的驱动信号；当输出电压上升至圪ｃ（。）以上时，欠压保护电路将会开启功率管的驱动信号。‰＝１５０׉一卯２１５０ｘＯ．１／ａＡ＝１５／．ｔＡ，圪ｃ（神＝１８０Ｖ，％（够）＝１６０Ｖ。Ｒ啪ｌ２婴二坠型竺型（２—２８）ＩｎＮｓ其中，‰一。矿为ＶＩＮｓ引脚上允许的最小偏置电流，玩凇叭啦Ｅ一曲（一）为欠压‰。：等罴半娟腑Ｑ保护电路开启功率管的驱动信号时ＶＩＮＳ引脚上的电压。：————兰型罢百—一：ｏ．６３（２．，ｕＦ１０１×１０３×Ｉｎ∞ｍｓ×击６Ｘ‰Ｑ：Ｚ鱼“～～３０）ｌ１０。＋１０１×１０’２．６小结本章在研究了功率因数校正的基本原理、功率因数校正常用的方法以及各种功率因数校正的方法的优缺点的基础上，以ＴＩ公司最新一代的ＵＣＣ２８０１９作为有源功率因数校正电路的控制器，设计了一个用于输出功率可达１２００Ｗ的开关电源的有源功率因数校正电路，并给出了详细的设计过程。器的研究定开关一个谐开关器频率，换器进作原理ｒ》｝Ｌ］：图３－１传统的移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器传统的移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器有电路结构简单、控制实现容易、可实现ＺＶＳ、恒频运行等优点【２７】【２引。但也存在着很多的不足之处，传统的移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器只能在负载较大时实现所有开关器件的ＺＶＳ，要在大的负载范围内实现所有开关器件的ＺＶＳ，可增加变压器原边的电感量，但电感的增加对变换器性能有相当大的影响，最重要的是会增加副边占空比的丢失。同时，输出整流管存在反向恢复过程，在输出整流管上产生电压尖峰和电压振荡。另外，在电路中南大学硕士学位论文第三章移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器的研究的续流期间，电路中的环流比较大，造成的损耗也比较大ｆ２９１１３０ｌ。为了解决上述的问题，一些新的拓扑结构不断地被提出来。３．１．２加钳位二极管的移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器此拓扑结构最先由ＲｉｃｈａｒｄＲｅｄｌ等人提出，其电路结构见图３．２。该电路通过在变压器原边串联一个电感拓宽了滞后桥臂开关管的ＺＶＳ范围，同时通过在变压器原边加入两个二极管，利用其钳位作用有效地抑制了副边输出整流二极管上存在的电压尖峰和电压振荡。但是，加入的换向电感虽然拓宽了滞后桥臂开关管的ＺＶＳ范围，但也增加了副边占空比的丢失，且原边的钳位二极管工作在硬开关状态下，损耗和电磁干扰会有所增加【３１１。Ｉ。－ｔ譬¨，Ｉｌ卒，ｓ０７ｊ：ｌ卜｛。。２｛＝ｃ２毒卓。．Ｑ３。ｈ－ｔ：ｌ丰ｃ３Ｉ２ｌ卜『０３１－Ｉ警ｆＤ．１－０…●，’ｒ’ｒ‘ｎｆ一。｛０ｃ＿一∞≯‘图３－２加钳位二极管的移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器后来，刘福鑫和阮新波等人对该拓扑结构进行了一些改进，将换向电感和变压器的位置调换了一下，使钳位二极管在一个周期内由原来的导通两次变成在一个周期内只导通一次，降低了钳位二极管上的损耗和电磁干扰，其电路结构如图３．３所示‘３２１。中南大学硕士学位论文第三章移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器的研究图３－３改进后的加钳位二极管的移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器３．１．３副边加缓冲吸收回路的移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器中南大学硕士学位论文第三章移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器的研究副边加缓冲吸收回路是抑制电压尖峰和电压振荡最直接的方法【３３】［３４】。但是，该方法的缺点是电容中缓冲吸收的能量全部消耗在了电阻上，是有损的，影响了整个变换器效率的提高【３５￣３７１．３．１．４加入辅助换流支路的移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器Ｑ３Ｉ卜一￡爿一蛇ｌ口１。卜－ｔ：｝¨，ｏ●．－－ｔ譬矸～∞』Ｉｊ兰去土。：『Ｄ２１”ｂＩＩ，＿Ｊｆ》≮争图３－５加入辅助换流支路的移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器传统的移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器只能在负载比较大的时候实现所有开关器件的ＺＶＳ，要想拓宽所有开关器件ＺＶＳ的范围，可外接一个电感，或增加变压器ＴＲ的漏感，但电感量的增加对整个变换器的性能有相当大的影响，特别是会增加副边占空比的丢失。所以，有人就通过加入一些辅助的换流支路，拓宽变换器的ＺＶＳ范围，且不增加副边占空比的丢失。图３．５所示的拓扑结构，在加钳位二极管的移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器的基础上加入了一个辅助的换流支路，解决了传统的移相全桥电路输出整流管上存在的电压尖峰和电压振荡，不会增加副边占空比的丢失，却能在整个负载范围内实现所有开关器件的零电压开关，并能根据负载情况自动调节由辅助电路供给的能量，但存在如下缺点：在电路的续流期间，电路中的环流非常大，损耗严重，变换器的效率较低［３８，．－４０ｌ。中南大学硕士学位论文第三章移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器的研究３．２移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器的改进在总结了其他学者专家的研究成果后，本文在３．１．４节中所提到的拓扑结构的基础上进行了一些改进，提出了一种新的拓扑结构，与３．１．４节中所提到的拓扑结构相比，在保留原有拓扑结构所有优点的基础上，最大限度减轻电路续流期间存在环流过大的问题。新的拓扑结构的电路结构如图３－６所示。图３－６改进后的拓扑结构的电路结构改进后的拓扑结构与原电路拓扑结构的不同之处：在变压器ＴＲＡ与变压器ＴＲ的连线上加了一个双向开关Ｓｌ。控制电路根据检测到的负载电流值做出如下的控制：（１）当负载电流的值能够满足滞后桥臂开关管实现ＺＶＳ时，一直保持Ｓｌ关断，从而使变压器原边的电流在续流期间不会增加，避免电路中的环流过大而引起过大的损耗。（２）当负载电流的值不能够满足滞后桥臂开关管实现ＺＶＳ时，根据负载电流与滞后桥臂开关管实现ＺＶＳ所要求的值之间的差值，计算出控制Ｓ１导通的确切时间，保证ＬＰ中电流在滞后桥臂开关管开通之前增加到使其实现ＺＶＳ所需的值，同时避免电路在续流期间的环流过大而引起过大的损耗。相比于原电路拓扑结构，改进后的电路拓扑结构有如下优点：中南大学硕士学位论文第三章移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器的研究（１）结构简单，仅增加一个双向开关和相应的驱动电路，保留了原拓扑结构的所有优点。（２）负载电流的值能够满足滞后桥臂开关管实现ＺＶＳ时，控制电路将控制电源不会通过ＴＲＡ的原边向ＴＲ的原边注入能量来增加ＬＰ中的电流，减少了续流期间因环流过大而造成的损耗。（３）负载电流的值不能够满足滞后桥臂开关管实现ＺＶＳ时，在控制电路的控制下，电源将不会在超前桥臂开关管实现ＺＶＳ关断后就立即通过ＴＲＡ向ＴＲ原边注入能量来增加ＬＰ中的电流，减少了续流期间因环流过大而造成的损耗。３．２．１两种变换器的工作过程的分析为了简化分析，先做如下假设：１）除了ＭＯＳＦＥＴ应考虑其结电容外，其他用到的器件都视为理想器件；２）除了改进后的拓扑结构中加入了一个双向开关Ｓｌ外，其他的电路参数和电路变量都是相同的。首先对原先的拓扑结构的工作过程进行分析，其工作波形如图３．７所示。下面着重分析一个工作周期（Ｔ５～Ｔ１１）时间段内电路的工作过程１５８】。Ｔ５之前：Ｑ１、Ｑ４在Ｔ５之前都是导通的，电源电压加到ＴＲ的原边，能量从电源流向负载。Ｔ５￣Ｔ６：Ｑｌ在Ｔ５时刻关断，因为ＣＩ上的电压为Ｏ，Ｑｌ能够实现零电压关断。此时Ｄ４仍是导通的，所以谐振电路包含ＬＰ、ＴＲＡ、Ｃｌ、Ｃ２、ＴＲ、Ｌｆ和Ｃｆ。到Ｔ６时，Ｃｌ上的电压上升至圪，Ｃ２上的电压下降至０，同时Ｄ２导通，谐振过程由于Ｑ２的电压被筘位在Ｏ而结束，Ｑ２可实现零电压开通。Ｔ６￣Ｔ７：在此期间，在ＬＰ的作用下，变压器原边的电流在Ｄ２、ＬＰ、ＴＲＡ、ＴＲ、ｓ４组成的回路中续流，加在ＴＲ。原边的电压为Ｖ。／２，副边的输出电压为Ｖ２＝Ｖ。／２ｎ。。因Ｄ８的存在，ＬＰ上的电压为Ｖ２，ＬＰ中的电流以Ｖ２／Ｌｐ的斜率增加到大于滞后桥臂开关管实现ＺＶＳ所要求的值，这个过程一直持续到Ｔ７。ＴＴ，一Ｔ８：Ｑ４在Ｔ７时刻关断，同样由于Ｃ４的存在，Ｑ４能实现ＺＶＳ关断。谐振电路包含ＬＰ、ＴＲＡ、Ｄ２、Ｃ３、Ｃ４。在Ｔ８时刻，Ｃ３上的电压下降至零，Ｃ４上的电压上升至圪，由于Ｄ３的存在，谐振过程由于其钳位作用而结束。Ｑ３可实现ＺＶＳ开通。Ｔｓ＇－＇Ｔｌｏ：在Ｔ８时刻，Ｑ３开通，ＴＲ原边电流为Ｉ响。ＴＲ的次级处于续流状态，其输出电压为零，ＬＰ承受反向的电压ｖ：．，电流朝反方向变化。在Ｔ９时过零，在Ｔｌｏ时反向增大到Ｉ咖。此时，ＴＲ次级才退出续流状态，初级两端电压才升高至Ｖ。。在此期间，ＴＲ并不输出电压，即发生所谓的占空比丢失现象。Ｔ１０～Ｔｌｌ：ＴＲ次级退出续流状态，整流后的电压通过Ｑ２、Ｑ３加到ＴＲ的原边。中南大学硕士学位论文第三章移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器的研究ＬｌＩｔｔＩｔＩｔ气Ｕｓ２一●Ｌ…………。。≮…Ｕｓｌｒ…●●●●●●…●……－‘…＿－－·—＇ｔ……弋ｙ…１ｒ／ＶＩＮｆ●…＼ｕｓ４Ｌｔｆｔｌｌｔ／ＶＩＮ／ｎｔｌｖＴＮ／２Ｉｌ＾、ｌｔｔＬＩｄｎＩＩｄｎ＼’ｌＩＩｔ／ｆ＿＿＿，、ｌＩ／ｔｆ、ｌ一一√／—ｔ—、——．＿＿＿＿＿＿、ｔｆｔＴｔＴｆｆｆｆ４ＴｓＴ＊ＩｎＴＩＴｍＴｔｌＴｌ２ＴＩｌＴｌ４ｔ中南大学硕上学位论文第三章移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器的研究ＴｓｔＱＩＩｌｔＬｔＱ３Ｉｌｔｌｌ广ｔＵｓｌｕｓ２｝，＼ｕｓ２一●Ｌｔ…………一弋…Ｕｓｌｒ…●－●……●……－Ｉ…－·－－—－ｔｕｓ３ｕｓ４，，一ｔ……弋ｙ…‘ｒ＼Ｕｓ４Ｌｔ．／ＶｍＵＡＢｆ《．ｆ／ＶｌＮ／ｎｌｆｔＵＰｔ．ｆｔｔＩ‘＿＿一ＩｄｎＩ＼一Ｉ／／ｔ／／№ＩＩＩ／／ｔ／Ｉｔｆｔｆｒ．ｔ．Ｔ丑了ｎＴ５３＂６Ｔ７ＴａＴ’ｏＴ９ｆＴ。‘Ｔ１２Ｔｔ３Ｔ１４ＩＴ怕ｔ图３－８当负载电流大于滞后桥臂开关管实现ＺＶＳ所需的值时，改进后的拓扑结构的工作波形中南大学硕士学位论文第三章移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器的研究Ｉ勘ＩｌｔＩＬ＆＆＆ｋ．一ＬｋＬＴＬＴＬｔｆＩｔｔ…－●●●●●●●●一●＼Ｕ。２Ｌ一≮…“＼Ｕｓｌｒ……●－…●…－ｔｋｋＬｌｔ……弋ＪＳ３／Ｖｔｓ｜（一ｌｌ气…．．．●●●●●●Ｕ“ＬｔＪ．船ｆｔＩ／ＶＩＮｔｌ矿ＩＮ／２ｎＡ、、ＵＰｔＵ２ｔＬ—Ｉ妇ｆ／Ｉ、一Ｉｆ＼ｔ—一’／ｆ、ｌｌＩ、、～√、、／√ｔ１０７ＩｍＬ、●，、—，’、ｆｔｔＵｓｆｔｆＴ１７图３－９当负载电流小于滞后桥臂开关管实现ＺＶＳ所需的值时，改进后的拓扑结构的工作波形３２中南大学硕士学位论文第三章移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器的研究下面对改进后的拓扑结构的工作过程进行分析。当负载电流大于滞后桥臂开关管实现ＺＶＳ所需的值时，改进后的拓扑结构的工作波形如图３．８所示。与原拓扑结构相比，其不同之处在电路的续流期间Ｓｌ不导通（以舢这个时间段为例进行介绍），供电电源不通过ＴＲＡ在续流期间为实现滞后桥臂开关管的ＺＶＳ提供能量。因此，ｋ。副边的输出电压一直是０，Ｄ７中不会有电流流过，Ｌｐ中的电流也会保持不变，从而避免了原拓扑结构中不必要的损耗。当负载电流小于滞后桥臂开关管实现ＺＶＳ所需的值时，改进后的拓扑结构的工作波形如图３－９所示。除续流期间外，改进后的拓扑结构与原拓扑结构的工作过程完全相同，在此只着重介绍两者不同的部分（以Ｔ５～Ｔｌｌ这个续流期间为例）。Ｔ５之前：从Ｔ４开始，Ｑｌ、Ｑ４导通，电源电压经Ｑｌ、Ｑ４加到变压器ＴＲ原边，能量从电源流向负载端。Ｔ５～Ｔ６：Ｑ１在Ｔ５时刻关断，且因为Ｃ１的存在，Ｑｌ为零电压关断。此时Ｄ４仍是导通的，所以谐振电路包含ＬＰ、ｋ、Ｃ，、Ｃ：、ＴＲ、Ｌ，和Ｃ，。由于Ｃ。上的电压在Ｔ６时刻上升至Ｖ：。，与此同时Ｃ，上的电压下降至０，续流二极管Ｄ２将Ｑ２的电压箝位在０，谐振过程进行到Ｔ６时结束。之后，可实现Ｑ２的零电压开通。Ｔ６￣Ｔ７：在此期间，在ＬＰ的作用下，原边电流在Ｄ２、ＬＰ、ＴＲＡ、ＴＲ、Ｓ４组成的回路中续流，直到Ｔ７时刻，Ｓ１导通。ＴＴ－－＇Ｔｓ：Ｓｌ在Ｔ７时刻开始导通，此时加在ＴＲＡ原边的电压为Ｖｉ。／２，副边输出电压ｖ２＝Ｖｉ。／２ｎ。。因Ｄ８的存在，ＬＰ上的电压为Ｖ２，ＬＰ中的电流以Ｖ２／ＬＰ的斜率增加，并一直持续到Ｔ８。Ｔ７时刻由控制器根据检测到的负载电流的值来确定，必须保证在Ｔ８时ＬＰ中的电流正好达到滞后桥臂开关管实现ＺＶＳ所要求的值。Ｔ８￣Ｔ９：Ｑ４在Ｔ８时刻关断，Ｑ４由于Ｃ．上的电压为０能够实现零电压关断。谐振电路包含ＬＰ、ＴＲＡ、Ｄ２、Ｃ３、Ｃ４。到Ｔ９时刻时，Ｃ３上的电压下降至零，Ｃ４上的电压上升至Ｖ；。。谐振过程因为Ｄ３的箝位作用在Ｔ９时刻结束。由于Ｃ３上的电压为０，Ｑ３可实现零电压开通。Ｔ９，－，Ｔ…Ｑ３在Ｔ９时刻开通，流过ＴＲ原边的电流的大小为Ｉ幽。ＴＲ的次级没有输出电压，ＬＰ承受反向电压Ｖ。，其电流朝反方向变化。在Ｔｌｏ时过零，在Ｔｌｌ时反向增大到Ｉ咖。此时，ＴＲ次级才退出续流状态，初级两端电压才升高至Ｖ。。在此期间，ＴＲ并不输出电压，即发生所谓的占空比丢失现象。３．２．２两种电路的效率分析改进后的拓扑结构的不同之处在于续流期间的工作过程，其优点也完全体现３３中南火学硕士学位论文第三章移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器的研究在这一阶段。如不采取任何措施，那只有在负载电流Ｌ≥＂Ｕ√ｃ／工时，ＱＩ～Ｑ４才能都实现ＺＶＳ［２９１。在选择适当的Ｌｐ值保证Ｑ１～Ｑ４能在全负载范围内实现ＺＶＳ的前提下，下面将讨论两种变换器在每个周期的续流期间的功耗。假设变换器的开关周期为Ｔ，占空比最大值为０．８，负载电流范围为叫啪蕊。那当负载电流为Ｉ。时，占空比Ｄ＝ｏ．８Ｉ。／Ｉ啪越，每个周期内工作时间为ＤＴ，无效时间为Ｔｔ邓哪，其中包括占空比丢失时间悯．差２可４ｉｏ．Ｌ＂。续流时间Ｔ’＝Ｔ＇－Ａｔ。另外，每个桥臂换流时，谐振时间Ａｔ，＝（兀／２）√Ｌｃ。（１）原变换器在一个续流期间（Ｔ５一Ｔ９）内的功耗续流期间ＬＰ中流过的最大电流为ｆ，：蔓＋蔓．—（Ｔ＂－—Ａｔｅ）’“（３．１）刀０２在Ｔ５一Ｔｌｌ期间，电流在Ｄ２、Ｑ４和Ｄ６中流动，在Ｄ２上产生的损耗为％＝告．％。｛（３－２）在Ｑ４上产生的损耗为％。＝瓣＋ｋＪ‰｛（３－３）在Ｄ８上产生的损耗为％＝抛。一争ｋ手（３４）总的损耗功率为＆＝警（３－５）（２）改进后的变换器在一个续流期间（Ｔ５．Ｔ９）内的功耗当Ｌ≥刀圪√ｃ／三时，在Ｔｓ－Ｔ９期间，电流只在Ｄ２、Ｑ４中流动。在Ｄ２上产生的损耗为％＝告．％。专（３．６）本节对两种拓扑结构的效率进行ＭＡＴＬＡＢ仿真，其它性能的仿真将在后续章节中进行。为增加可比性，除新加入的电路部分外，两种拓扑结构的电路参数相同：变换器工作频率为１２０ＫＨｚ，输入直流电压为３８０Ｖ，最大输出功率为２ＫＷ（４８Ｖ／４０Ａ），场效应管结电容约为５００ＰＦ，Ｑｌ们４导通压降为１．５Ｖ，Ｄｌ￣Ｄ４导通压降为１．１Ｖ，Ｄ７、Ｄ８导通压降为１．７Ｖ，疗《，ｎＡ＝１／２０，￡。＝６ｕＨｌ４０］。根据以上数据，用Ｍａｔｌａｂ仿真绘出了两种变换器各自在续流期间的损耗功率随负载电流变化的曲线，如图３．１０所示。３５论文第三章移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器的研究验证了上述的分析，改进后的电路拓扑在整个负载范围内，在续流率都比原拓扑要小，这种优势在负载较小时更明显，证明了改进后优越性。中南大学硕士学位论文第四章４．１开关电源性能指标本文的目标之一是设计一款输出功率可达１２００Ｗ的通讯用高频开关电源，其具体的性能指标如下：输入交流电压：ＡＣ２２０Ｖ×（１±１０％）输入直流电压：ＤＣ４００Ｖｘ（１±５％）输出直流电压：ＤＣ４８Ｖ×（１±１０％）输出直流电流：ＤＣ２５Ａ×（１±１０％）开关频率：１２０ＫＨｚ效率：ｒ／＞９０％最大温升：４００Ｃ冷却方式：自然通风为了简化和方便后续的设计，在此先做一些基本参数的计算：额定输出功率：￡＝乩×Ｌ＝４８ｘ２５＝１２００Ｗ最大输出功率：‰＝‰×Ｌ＝（４８ｘ１．１）×（２５ｘ１．１）＝１４５２Ｗ最大输入功率：圪＝乙／ｒ／＝１４５２／０．９＝１６１３Ｗ额定输入功率：只＝只／ｒ／＝１２００／０．９＝１３３３Ｗ额定输入电流：‘＝只／ｕ，＝１３３３／２２０＝６．０６Ａ最大输入电流：Ｌ＝圪／Ｕ，ｍ，＝１６１３／１９８＝８．１５Ａ４．２高频变压器的设计高频变压器是开关电源的核心部件，是实现能量转换和传输的主要器件。变压器的参数设计相互依存、相互制约，因此在设计中要进行合理的折中，以达到优化的设计，且很多其他的主电路元器件的参数设计都依赖于变压器的参数。在开关电源中，高频变压器主要有以下的功能【４１】：（１）实现能量转换和传输；（２）通过选择合适的匝比，得到所需的输出电压；（３）通过增加不同线圈匝数的次级，可以得到多路不同的输出电压；（４）实现输入输出的隔离，使电路的高低压部分不共地，提高系统的安全性。３７中南大学硕士学位论文第四章１．２ＫＷ开关电源的整体实现高频变压器的设计过程主要分为以下几个步骤【４２】：（１）变压器原副边匝比Ｋ的确定高频变压器原副边的匝比Ｋ应满足：在最低输入电压和最大占空比的条件下，变压器能输出所要求的电压，且要留有一定余量。Ｋ≤垡型坠（４－１）圪＋％＋％其中Ｋ为高频变压器原副边的匝比，％劬）为初级最小直流输入电压，Ｄ腻为变压器传输电压的最大占空比，％为变压器次级的输出电压，％和％分别为输出滤波电感厶上存在的直流压降和整流输出二极管上存在的正向压降。吃㈣为功率因数校正电路的最小输出电压值，在本文设计的开关电源使用第三章提出的移相全桥软开关ＰＷＭ变换器，占空比丢失的现象得到了极大的缓解，最大占空比Ｄｍ觚可以选为０．９，输出电感厶上的直流压降不超过Ｏ．５Ｖ，输出整流二极管上的正向压降取１．５Ｖ，则Ｋ的取值范围为Ｋ≤！！Ｑ兰Ｑ：！：６．２２５３＋１．５＋０．５在实际中，匝比必须为整数，所以取Ｋ＝６。（２）变压器磁芯的设计第一步确定了匝比Ｋ之后，就可以进行变压器磁芯的设计了，其相关参数需满足公式（４．２）所示的关系４４≥蕊ｒｒ（４－２）４为磁芯窗口面积，４为磁芯磁路的截面积，曲为所选磁芯所允许的磁通密度的最大变化范围，Ｚ为变压器开关工作频率，吃为变压器绕组导线流过的电流的最大允许密度，赶为磁芯窗口中变压器绕组的填充因数，Ｂ为由变压器传输的功率。本文设计的开关电源中，变压器传输的最大功率弓为１６１３Ｗ，开关频率Ｚ为１２０ＫＨｚ，磁芯磁密变化的最大范围不超过０．２Ｔ，铜导线允许流过的最大电流密度不超过４Ａ／ｍｍ２，磁芯窗１２１中变压器绕组的填充因数不超过Ｏ．５。４４≥面而瓦１６１丽３＝３．３６俐４根据上面所得的计算结果和生产厂家提供的数据手册，选择Ｐｈｉｌｉｐｓ的ＥＴＤ４４铁氧体磁芯，其４＝１．７４，４４＝３．７０６，完全满足本文设计的开关电源的要求。（３）变压器绕组匝数的确定在输出电压最大时，变压器的副边承受的电压为２％一，即有３８氏一。ｉ１．２３Ｐｏ·厕圳‰Ｐｏ＝１．１７．１３２８０。０＿３．６９彳导线电流密度吃选为４Ａ／ｍｍ２，变压器原边导线截面积为：血：３．６９：ｏ．９２朋加２＝—‘一＝＝Ｉ－Ｙ，ｍ，竹（４－６）以４考虑到导线集肤效应的影响，导线的穿透深度为＝—芦＝—；＝＝＝＝＝．１９ｒａｍ、３ｆｓｘ／１２０ｘ１０３导线的穿透深度应该大于绕组导线的线径的一半，如果采用铜箔绕制，铜箔的厚度应小于两倍的穿透深度【ｌ】。ＩＮｔ．＝Ｉｏ·０，ｆ６石．４５＝０．６７１１０＝Ｑ．６７１ｘ２５＝１６．７８Ａ变压器副边导线截面积为：生盟：坚：４．２脚所ｚ（４－７）ｄ．４变压器的结构如图４．１所示。３９整体实现电流波部产生器的漏会产生热器间电磁干扰的三要素是干扰源、传播途径和受扰设备。因而，抑制电磁干扰可从这三个方面着手。首先要抑制干扰源，直接消除干扰原因；其次是消除干扰源和受扰设备之间的耦合和辐射通道，切断电磁干扰的传播途径；最后是提高受扰设备的抗干扰能力，降低其对噪声的敏感度【４３１。电源输入端的噪声中，低频段噪声分量占主要成分，所以电源的输入端要加滤波器。滤波器阻抗应与电源阻抗失配，失配越厉害实现的衰减越理想，得到的插入损耗特性就越好。也就是说，如果噪声源内阻是低阻抗的，则与之对接的ＥＭＩ滤波器的输入阻抗应该是高阻抗（如电感量很大的串联电感）；如果噪声源内阻是高阻抗的，则与之对接的ＥＭＩ滤波器的输入阻抗应该是低阻抗（如容量很大的并联电容）【４１１。开关电源中包含共模噪声和差模噪声，共模干扰是由于载流导体与大地之间的电位差产生的，其特点是两条线上的噪声电压是同电位同相位的；而差模干扰则是由于载流导体之间的电位差产生的，其特点是两条线路上的噪声电压是同电中南大学硕士学位论文第四章１．２ＫＷ开关电源的整体实现位反相位的【矧。因此ＥＭＩ滤波器中应包含共模噪声和差模噪声的抑制电路，如图４—２所示。Ｃ。、Ｃ：是差模抑制电容，两者的取值相同，均为０．４７／．，ｔＦ，Ｌ。、厶：为差模抑制电感，两者的取值也相同，均为１００／．，ｔＨ，ｑ１、ｑ：是共模抑制电容，根据相关标准的规定，不能超过０．１ｐＦ，取为０．０８，ｕＦ，共模抑制电感三ｙ为２０ｍＨ·Ｌｘｌ≈｝＝Ｃｘｌ＝Ｃｘ２ｌＬ×２图４－２电源输入端ＥＭＩ滤波器４．４功率开关器件的选择输入和输出整流桥二极管的选择与整流桥选用何种结构有关。因为本文设计的开关电源中输入整流桥的功率开关管承受的电压应力比较大，所以选用全桥整流电路比较合适，而最大输出电压值只有５３Ｖ，因此对输出整流二极管的耐压值要求并不高，所以不必要选用全桥整流（所需要的器件比较多），但考虑到效率和纹波的要求，选用全波整流电路比较合适。与输入整流二极管不同，移相全桥用到的功率器件和输出整流二极管的工作频率达到１２０ＫＨｚ，要高出很多，所以在选取的时候必须考虑其工作频率。输入整流二极管所承受的最大反向电压值和流过的最大电流值分别为４２ｖ．（。勰）＝４２×２４２＝３４２Ｖｋ＝吃／形劬）２１６１３／１９８＝８．１５Ａ根据上面的计算结果和留有适当的安全裕量，输入整流二极管的反向耐压值和最大允许电流值分别取８００Ｖ和１５Ａ。移相全桥变换器中用到的ＭＯＳＦＥＴ、续流和钳位二极管所承受的最大反向电压为４００Ｖ，ＭＯＳＦＥＴ、续流二极管中流过的稳态电流为４．１３Ａ，而流过钳位４１第四章１．２ＫＷ开关电源的整体实现流则比较小。管所承受的最大反向电压值为２Ｖｏ（ｍ缸）＝２ｘ５３＝１０６Ｖ电流值为ｋ＝￡／矿Ｏ（ｍｉｎ）＝１２００／４３＝２７．９Ａ平均值为Ｌ陷＝ｋｘＤ＝２７．９ｘ０．４５＝１２．６Ａ根据上面的计算结果和留有适当的安全裕量，输出整流二极管的最大反向耐压值和最大允许电流值分别取２００Ｖ和５０Ａ，流过的最大平均电流取２５Ａ。根据上述的计算结果和厂家提供的技术资料，选取输入整流二极管的型号为ＫＢＰＣＩ５０８／Ｗ，其电压电流定额分别为８００Ｖ和１５Ａ；ＭＯＳＦＥＴ选择飞兆半导体公司的ＦＱＰＦｌ２Ｎ６０Ｃ，其电压电流定额分别为６００Ｖ和１２Ａ；续流二级管选择飞兆半导体公司的ＦＦＤ０８Ｓ６０ＳＦ０８５，其电压电流定额分别为６００Ｖ和８Ａ，延时时间为３０ｎｓ；钳位二极管选择飞兆半导体公司的１Ｎ５４０６，其电压电流定额分别为６００Ｖ和３Ａ；输出整流二极管选用飞兆半导体公司的超快恢复二极管ＦＦＰＦ３０ＵＰ２０ＳＴｌ町，其电压电流定额分别为２００Ｖ和３０Ａ。４．５输出滤波电路的设计输出整流电路的输出是一列方波，频率为２４０Ｋ，如不加输出滤波器，开关电源的输出中将含有很严重的高次谐波。因为谐波的次数比较高，用一级ＬＣ滤波电路就可解决问题。一级ＬＣ滤波电路和电路中相关的波形如图４．３和图４．４所示。ＬｏＵ．ｎ品一Ｕｏ图４－３ＬＣ滤波电路４２中南大学硕士学位论文第四章１．２ＫＷ开关电源的整体实现假设负载降到额定负载的５％时，要求输出电感上的电流仍保持连续，即电感电流的峰一峰值Ｍｏｗ＝２ｘ５％ｘＩｏ＝２ｘ５％ｘ２５＝２．５Ａ。当输出电流Ｉ降到出０的一半时，变换器进入不连续工作模式。ｂ）／‘＼／。＼／、／／‘＼／‘＼、．／＼／＼ｊＴ。Ｔ哺图４－４输出滤波器电容电压和电感电流的波形（４－８）（４－９）中南大学硕士学位论文第四章１．２ＫＷ开关电源的整体实现因为当唰、时，乙最大’为０．９Ｔ／２，于是有乙（姗）＝半＝Ｖ２０＿．Ｚ杉Ｋ（喇＝１．１ｌ圪。根据％：（１．１１Ｖｏ—ｖｏ）．掣：２１，有厶：ＴＯ．ＯＳＶｏＴ：竺鲁逦１娟∥日泠㈣输出电容ＣＤ主要要考虑耐压值圪和容量Ｃ。圪的选取主要考虑最大输出电压圪（。瓤），同时还要考虑各种振荡等因素的影响，而且也要适当地留有裕量和考虑成本，一般取值为圪（懈）的２～３倍，即圪＝（２～３）圪（ｍ硇输出电容ＣＤ的选取应满足开关电源对最大输出纹波电压¨的要求，而输出纹波电压几乎全由输出电容的串联等效电阻如决定【¨，输出纹波电压峰．峰值■为巧＝Ｒ。∥ｄ／（４—１１）本电源的设计中要求其值为０．２Ｖ。铝电解电容在很大的容量和额定电压范围内，其Ｒ。，·Ｃ的乘积基本不变，范围为５０ｘ１０－６～８０ｘ１０－６Ｉｌｌ。因此Ｃ可选为Ｃ：—８０ｘ—１０西：—８０ｘ—１０巧：１０００“ＦＩ．＝一＝一＝“巧／ｄ／０．２／２．５（４—１２）４．６ＭＯＳＦＥＴ驱动电路的设计因为数字信号处理器的ＰＷＭ输出往往不能胜任直接驱动功率器件，所以在控制电路和功率器件之间需要加一个驱动电路作为接口。好的驱动电路能改善器件的静态和动态性能，提高电路的效率，实现控制电路和主电路的电气隔离，提高器件的抗干扰性，保证器件的可靠性，并能在电路发生故障时，迅速地封锁所有ＭＯＳＦＥＴ的驱动信号。ＭＯＳＦＥＴ的驱动电路主要有如下的要求：（１）能在ＭＯＳＦＥＴ的导通瞬间提供足够大的充电电流，使栅源极间电压迅速上升到所需值，确保开关管快速导通且在上升沿不会产生高频振荡；中南大学硕士学位论文第四章１．２ＫＷ开关电源的整体实现（２）能在ＭＯＳＦＥＴ的导通期间保持栅源极电压的恒定，保证开关管可靠的导通：（３）关断瞬间能使栅源极间的电容电压的快速释放，保证开关管快速关断，并最好能在关断期间提供一定的负电压，避免受Ｎ＃Ｉ－界干扰而产生误导通；（４）结构简单、可靠、损耗小、最好能提供隔离。ＭＯＳＦＥＴ的驱动方案有多种，且很多都已经有成熟的集成电路。按照驱动信号与ＭＯＳＦＥＴ的电气连接关系，可将现在市场上的驱动器件分为直接驱动型和隔离驱动型。根据隔离器件的不同，又可以将隔离驱动型分为脉冲变压器隔离驱动型和光耦隔离驱动型４４１。下面对各种方案进行简单地介绍。（１）直接驱动型在直接驱动型器件中，驱动信号与ＭＯＳＦＥＴ直接相连，设计简单，电路可靠，成本低，但驱动功率小，无法实现高低压隔离ｍ】。目前，这种驱动电路的成熟产品较常见，如ＴＩ公司的ＵＣＣ２７３２１，安森美公司的ＭＣ３３１５Ｘ等。（２）脉冲变压器隔离驱动型用脉冲变压器驱动ＭＯＳＦＥＴ器件有无源、有源和自给电源驱动三种方法。．无源方法中ＭＯＳＦＥＴ直接由脉冲变压器的次级输出驱动。这种方法简单，不需要单独的驱动电源，但因为ＭＯＳＦＥＴ的栅源电容Ｃ￥一般较大，栅源间的电压ｖ。。的波形变形也会相应的较大，除非采用体积较大的脉冲变压器，将初级输入信号改为具有一定功率的大信号１４５１。有源方法中的变压器只提供隔离的信号，在次级另有整形放大电路来驱动ＭＯＳＦＥＴ，驱动波形好，但需额外的隔离辅助电源给放大器供电。自给电源方法是对ＰＷＭ驱动信号进行高频调制，该信号加在隔离脉冲变压器的初级，通过在次级直接整流而得到自给电源，而原ＰＷＭ调制信号则需经过解调获得。这种方法比较复杂，价格高，但传递的脉冲的占空比无任何限制。分时式自给电源是北京落木源公司的创新技术，其特点是变压器在输入ＰＷＭ信号的上升和下降沿传递ＰＷＭ信息，在平顶阶段传递驱动所需的能量，因而波形失真很小。这种技术的缺点是占空比一般只能达到５－９５％１４引。脉冲变压器隔离驱动型的响应速度快，共模抑制效果好，但其传送的信号的最大脉冲宽度通常不能大于５０％，最小脉宽则受磁化电流限制，且加工工艺复杂。此类型的成熟产品有ＯＮＣＥＰＴ公司的２ＳＤ３１５Ａ，ＳＥＭＩＫＲＯＮ公司的ＳＫＨｌ２，ＵＮＩＴＲＯＤＥ公司的ＵＣ３７２４／２５等。（３）光耦隔离驱动型光耦在隔离驱动的场合应用比较多，在传输模拟或直流信号时，应采用线性４５硕士学位论文第四章１．２ＫＷ开关电源的整体实现减小失真，传输数字开关信号时，则对线性度的要求不是太高。用光耦隔离驱动的方法有如下几个优点有结构简单、体积小、使用方便；占空比任意可调；隔离耐压高；抗干扰能力强；传输的信号的频率范围非常宽，可以从直流到数ＭＨｚ。图４－５ＭＯＳＦＥＴ的驱动电路其缺点是：１）电路中用到的光耦的数量与电路的结构有关，全桥拓扑中有４个开关器件，需要４个光耦，每一个光耦都需要独立电源供电，增加了电路的复杂性和成本，可靠性也较低【４５】；２）光耦传输的延迟较大，为了使各路的延迟一致，保证开关器件开通与关断的精确性，必须使各路的结构参数一致，，但这是比较难做到的。高频开关电源主要要考虑的是光耦的响应速度要足够快。本文设计的开关电中南大学硕士学位论文第四章１．２ＫＷ开关电源的整体实现源的开关频率为１２０ＫＨｚ，则开关周期为８．３ｕｓ，光耦传输延迟必须限定在４００ｎｓ以内。本文中采用ＤＳＰ作为移相全桥软开关ＰＷＭ变换器的控制器，ＤＳＰ输出１２０ＫＨｚ的ＰＷＭ信号经驱动电路驱动ＭＯＳＦＥＴ。因ＰＷＭ信号的频率相对较高，所以选用的光电耦合器和驱动芯片也必须是超高速的。根据各厂家提供的技术文档，光电耦合器选用Ａｖａｇｏ的ＨＣＰＬ．５４００，驱动芯片选用国际整流器公司的ＩＲ２１８４。具体的电路如图４．５所示。４．７输出电压电流检测电路的设计输出电压电流的检测是整个开关电源中很关键的一个环节，其检测的精度直接关系到控制的精度。它将输出电压电流信号经过处理后送到ＤＳＰ中进行处理，实现对输出电压电流信号的实时监控。检测电路中，电压电流信号的传输形式可分为单端信号传输和差分信号传输，本文设计的检测电路中采用差分信号传输。在数字开关电源中，必须通过模数转换来检测输出电压电流，因此合理地选择采样频率是很重要的。理论上，采样频率越高越好，然而采样频率的提高对字长和数字控制器的计算速度的要求也高。所以，实际中在满足要求的前提下总是选用较低的采样频率。根据香农定理，采样频率至少要为模拟信号频率的两倍，采样信号才能唯一地复现该模拟信号。电压电流检测电路主要任务是对开关电源的输出电压和输出电流进行检测，在本文设计的开关电源中，两者均是直流的，所以对ＡＤ转换器的转换速度要求并不是很高。其中差分ＡＤ转换器、差分驱动芯片、线性光耦分别选择ＡＤ７３５６、ＡＤ８１３１、ＨＣＮＲ２０１。图４－６输出电压电流的检测电阻４７————————————————————————————————————————————————————一一－：！壹奎兰堡主兰垡堡奎第四章１．２ＫＷ开关电源的整体实现：：：：＝：．：：：：＝：：＝：：：图４—７输出电压电流检测电路图４－８辅助电源电源上电时，需要一个辅助电源先给控制、驱动等电路中需要供电的芯片供电，系统才能够正常的工作。辅助电源要求的输送功率一般不高，在实际中通常采用反激式拓扑结构，其原理比较简单，在此不详细叙述。本节以ＴＩ公司的ＵＣ３８４４反激控制器为基础设计了一个辅助电源，该电源提供两路＋５Ｖ和一路＋１５Ｖ的输出。系统中需要的其他等级的电压，如ＤＳＰ中需要的３Ｖ和１．８Ｖ，可通过降压电路来实现【蛔［４７１［４８ｌ。图４．８为详细的电路图。４９第四章１．２ＫＷ开关电源的整体实现容是在前面所做研究的基础上，ｉ妣ｔ－－个１２００Ｗ的通讯用开，主要包括高频变压器、ＥＭＩ输入滤波器、输出滤波电路、功路、输出电压电流检测电路、辅助电源等的设计，并对相关的计算和选型。中南大学硕士学位论文第五章移相全桥软开关变换器的数字控制第五章移相全桥软开关ＰＷＭ变换器的数字控制５．１开关电源数字控制技术概述在过去的二十多年中，开关电源主要采用的是模拟控制电路。传统的模拟控制技术已经很成熟了，并已广泛地应用于开关电源的控制中，但也存在一些不足【４９Ｊ【５０】：（１）电路结构和参数计算都很复杂，且设计出来的电路体积大，可靠性低；（２）系统的控制精度、静动态性能、控制策略的选取都与电路的硬件结构有关，且只能通过修改电路、选用性能参数更好的器件等来提高开关电源的性能，给电源新产品的研发、生产带来了困难；（３）一些先进的智能控制算法受模拟电路本身的限制而不能用于开关电源的控制中；（４）电路调试难度大，且模拟电路不可避免的存在温漂等问题。近年来，随着数字信号处理芯片的飞速发展，高性能的电源数字控制芯片已经面世，且价格也不是很高。开关电源的控制系统正朝着数字化的方向发展，使开关电源零件的通用化、控制电路的智能化、远程监控电源的工作状态成为了可能。然而，电源的设计因应用场合不同而不同，所以现在对特制电源的需求量很大，而数字开关电源正好集两种电源的优点于一身。开关电源的数字化控制的优点有：能实现开关电源系统的智能化和模拟组件和数字组件的优化组合；可以整合大量的外围器件和电路形成单片集成开关电源；能将一些模拟硬件电路软化，简化电路结构，且不存在模拟信号传递的温漂等问题；系统调试、修改方便，可实现一些模拟控制电路无法实现的控制算法等。数字控制也存在控制算法的运算速度受数字信号处理器性能的限制、通用数字信号处理器的集成度与应用的要求还有一定的差距等缺点【２ｌＪ。５．２ＤＳＰ数字信号控制芯片简介近几年来，ＴＩ、ＡＤＩ、国家半导体等公司相继推出了一些可用于开关电源控制的数字信号处理芯片，且可以用于开关电源工作频率超过ＩＯＯＫＨｚ的场合，从而使数字控制成为了开关电源控制的主流。本文中，采用ＴＩ公司生产的ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２数字信号处理芯片作为开关电源的控制器。ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２的特点有如下几点【５３】：中南大学硕士学位论文第五章移相全桥软开关变换器的数字控制（１）采用改进后的哈佛总线结构，内部有数据和程序两条总线，采用程序与数据空间分开的结构，分别有各自的地址总线和数据总线，获取指令和读取数据操作可同时进行，目前运行速度已经达到ｌＧ次定点运算每秒【５２】。（２）采用流水操作，每条指令的执行划分为取指令、译码、取数、执行等若干步骤，由片内多个功能单元分别完成，支持任务的并行处理【５４１。（３）在一个指令周期内实现一次或多次乘法累加运算。（４）集成了多个地址生成单元，支持位倒序、循环寻址等特殊指令，大大提高了ＦＦＩ、卷积等运算中寻址、排序的计算速度、１０２４点ＦＦＴ的运算时间已小于１∥ｓ【５２１。（５）有独立的ＤＭＡ总线和控制器，数据的吞吐带宽高，为高速数据交换和数字信号处理提供了保斟５３】。（６）提供多个串行或并行的Ｉ／Ｏ口和一些具有特殊功能的接口，以完成特殊任务下的数据处理或控制，从而提高系统的性能和降低成本１５４１。５．３ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２双供电电源的设计数字控制电路中的电压电流检测电路、供电电源电路、驱动电路等已在上一章中给出了详细的设计，在此只着重介绍数字控制器供电电源部分的设计。２．５Ｖ’ＤＤ＿３．！∑／．＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿－－＿·－，ＤＤＬｌ．８Ｖ’ＤＤ一１．９Ｖ＼．３Ｖ３．３Ｖ‘‘、～／—＼．１．５ＶＳ１０ｍＳ１．８１（或１．９Ｖ）１．８Ｖ（或１．９Ｖ：／／。ＸＲＳ＼＼Ｚ．．＞８ｐｓ．。＼．茹西上电次序掉电次序图５－１ＤＳＰ上电／掉电次序时序ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２的内核（１．８Ｖ或１．９Ｖ）和Ｉ／Ｏ（３．３Ｖ）要求采用双电源供电方式。在设计系统时必须保证如果其中的一种电压低于要求的操作电压，则另一个电压的供电时间不能超出要求的时间【５５】。此外，在系统上电过程中，ＤＳＰ需要根据相关的引脚电平对其工作模式进行配置，因此要求内核先于外部Ｉ／Ｏ供电。５２中南丈学硕士学位论文第五章移相全桥软开关变换器的数字控制为了保证系统的稳定性和运行寿命，必须进行综合考虑，系统设计过程中供电顺序也是其中设计之一。在上电过程中，系统内核供电要尽可能和Ｉ／Ｏ缓冲同时供电，这样可以保障Ｉ／Ｏ缓冲接收到正确的内核输出，并防止系统的总线冲突【５５】。实际上在ＤＳＰ系统设计时，需要控制内核和Ｉ／Ｏ的上电次序来解决外设的总线和Ｉ／Ｏ弓ｌ脚之间的冲突。由于总线的控制逻辑位于ＤＳＰ的内核模块中，若Ｉ／Ｏ先于内核模块供电会使ＤＳＰ和外设同时设置成输出引脚功能。如果ＤＳＰ与外设输出的电平相反将会产生总线冲突。因此，内核和外部Ｉ／Ｏ要同时供电，从而避免总线控制信号处于不定状态时的冲突。如果内核先于Ｉ／Ｏ掉电，总线控制信号将处于不定的状态，而且会导致有较大的电流流过Ｉ／Ｏ署ＩＩＤＳＰ内核。因此，正确的上电、掉电次序（内核先上电后掉电）是保证系统可靠性、延长器件使用寿命的一种必要措施ｕ引。图５－２ＤＳＰ供电电路图为保证所有Ｉ／Ｏ状态确定后内核才上电以及在内核模块上电完成后都处于正确的复位状态，需先给Ｉ／Ｏ提供３．３Ｖ的电压，然后给内核提供１．８Ｖ或１．９Ｖ的电压，且要求在ＶＤＤＩＯ电压达到２．５Ｖ之前，供给的１．８Ｖ或１．９Ｖ（ＶＤＤ／ＶＤＤｌ）的电压不能超过Ｏ．３Ｖ，上电次序如图５．１所示。掉电过程中，在ＶＤＤ降低到１．５Ｖ之前，处理器的复位引脚必须插入最小８ｕｓ的低电平，这样有助于在ＶＤＤＩＯＷＤＤ掉电之前，片上的Ｆｌａｓｈ逻辑处于复位状态。因此，电源设计时一般采用ＬＤＯ的复位输出作为处理器的复位控制信号。供电电路的详细原理图如图５．２所示【５３ｌ１５５１。５３中南大学硕士学位论文第五章移相全桥软开关变换器的数字控制５．４移相全桥变换器控制信号的生成移相全桥变换器中，对功率开关管的控制信号有如下的两个要求：（１）为防止直通，同一桥臂上下两管的驱动信号必须有死区且须１８０。互补；（２）超前桥臂的开关管的驱动信号必须超前滞后桥臂开关管的驱动信号一个移相角，并能根据输出电压与给定值之间的差值动态地进行调节移相角的大小，达到调节输出电压的目的。移相脉冲生成的主要方法有：（１）基于ＥＰＲＯＭ存储器的移相ＰＷＭ生成方法；（２）基于ＤＳＰ的移相脉冲生成方法：（３）基于ＤＳＰ和ＣＰＬＤ的移相脉冲生成方法【４ｌ】。ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２提供了相关的用于ＰＷＭ脉冲生成的硬件资源。ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２提供了两个事件管理器ＥＶＡ和ＥＶＢ，每个事件管理器都有３个全比较单元，总共可产生６个比较输出和６个ＰＷＭ波形输出，任何一个都可单独设置，且还可有死区功能。比较单元中的比较寄存器是双缓冲的，允许用户根据需要对定时器周期和ＰＷＭ脉宽进行编程【５ｌｌ。本文中ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２的事件管理器ＥＶＢ中的全比较单元ＣＭＰＲ４、ＣＭＰＲ５与定时器３、死区单元、输出逻辑等硬件资源来生成移相脉冲。定时器３设置成连续增／减计数模式，ＣＭＰＲ４的输出ＰＷＭ７、ＰＷＭ８作为超前桥臂的驱动信号，ＣＭＰＲ５的输出ＰＷＭ９、ＰＷＭｌ０作为滞后桥臂的驱动信号。要想改变移相角并使移相范围达至Ｕ１８０。，需要在一个计数周期内对相应比较单元寄存器中的比较值进行两次设置。对事件管理器ＥＶＢ的设置步骤如下１５ＩＪ：（１）设置和装载ＡＣＴＲＢ寄存器；（２）设置和装载ＤＢＴＣＯＮＢ寄存器；（３）根据开关频率１２０ＫＨｚ设置和装载Ｔ３ＰＲ周期寄存器；（４）初始化全比较ＣＭＰＲ４和ＣＭＰＲ５的比较寄存器；（５）设置和装载ＣＯＭＣＯＮＢ寄存器，启动比较操作；（６）每个周期内对比较单元ＣＭＰＲ４和ＣＭＰＲ５的比较寄存器的值进行两次更新，从而使每路ＰＷＭ波的占空比为０．５（包括死区时间），且有合适的移相角。假设根据开关频率计算出来Ｔ３ＰＲ周期寄存器中的值为Ｔ，根据输出电压与给定值的差值计算出来的移相角对应的值为Ｔｌ。在定时器３的减计数阶段结束前必须把比较单元ＣＭＰＲ４的比较寄存器的值设置为０，把比较单元ＣＭＰＲ５的比较寄存器的值设置为０＋Ｔ１，在增计数阶段结束之前必须把比较单元ＣＭＰＲ４的比较寄存中南大学硕上学位论文第五章移相全桥软开关变换器的数字控制器的值设置为Ｔ，把比较单元ＣＭＰＲ５的比较寄存器的值设置为Ｔ．Ｔｌ。具体的生成方法见图５．３。死区时间可通过在事件管理器中的可编程死区控制单元中的设置完成。ＴＦ乃们．Ｔ‘０ＰＷＭ７ＰＷＭ９图５－３移相控制ＰＷＭ波形的生成上述移相控制脉冲的生成方法简单可靠，利用ＤＳＰ本身的硬件资源就能完成，不需要额外的硬件，且生成的移ＳＨＰＷＭ脉冲信号精度高，最小的移相时间为１－。ｊ＇－ｃＰＵ时钟周期，且能完成可编程死区功能。但是，必须在每个周期内不停地更行比较寄存器中的比较值。５．５移相全桥变换器的建模和反馈环路的补偿５．５．１移相全桥变换器的建模开关电源在正常情况下，周期性地工作于不同的稳态状态，在每个开关周期中，电路的工作状态和功能特性都是相同的。但当开关电源受到外界扰动时，就会使它的工作点偏离预定值，经过一段时间后，进入到另一种新的稳定状态，如果不加控制校正，那扰动后的电路参数可能会偏离预定值，或者即使在扰动过后能恢复到预定值，整个动态过程也会很长。开关电源的动态过程分析是设计开关电源控制电路的补偿网络的基础，其关键是建立一个准确描述移相全桥变换器特性的数学模型。不同的模型，其复杂度、精确度、灵活性等有很大的差异的。一般使用小信号模型对开关电源进行动态分析【５６１。开关电源的模型有很强的非线性，直接用于分析很不方便，需要进行线性化处理，处理的方法是将非线性模型中的各非线性项在额定工作点处用泰勒级数展开，然后舍弃二阶以上的各项，保留一阶项，这样得到的就是线性模型，可以用硕士学位论文第五章移相全桥软开关变换器的数字控制地描述在小信号扰动下的开关电源动态性能。由于扰动信号小，偏离额定的偏移量也很小，线性模型通常称为小信号模型。如果开关电源的线性模定的，则在额定工作点或在小信号扰动下，其输出也是稳定的。得到线性就可用经典的控制理论进行分析和设计控制电路【５６１。％＋ｖｓ（ｓ）图５—４ＤＣ／ＤＣ变换器统一的电路模型表５－１ＤＣ／ＤＣ变换器统一电路模型参数ｂ司拓扑类型Ｍ（Ｄ）ｅ（ｓ）ｊ（ｓ）丘ｅ矿ｙＢｕｃｋＤＬＣＤ２Ｒ１ｙ三ＢｏｏｓｔＶ（Ｕ”ＫｓＬ夏）ＣＤＤ·２ＲＤｔ２Ｄ一号（１一而ｓＤＬ）ｙ三Ｂｕｃｋ－ＢｏｏｓｔＣＤＤｔ２ＲＤ·２门ｙ矿ＦｏｒｗａｒｄＤ／ｎＬＣＤ２ｎＲＤｙ三ＦｌｙｂａｃｋＣｎＤ’等（１一而ｓＤＬ）ｎＤ’２ＲＤｔ２ＣｕｋＤＤＤＶｉ－（１—－－睾－－Ｉ－Ｓ２Ｌ，Ｃ。Ｄ３素（１一皿足ＤＩ）Ｄ２厶Ｃ１Ｄ·２Ｄ２现在，电力电子系统的建模使用比较广泛的是状态空间平均法。状态空间平均法从电路不同拓扑下的状态空间方程出发，经平均．小信号扰动．线性化处理得到电路稳态和动态小信号特定的数学模型，最后得到一个统一的电路模型。移相全桥软开关变换器是ＤＣ／ＤＣ变换器中的一种。ＤＣ／ＤＣ变换器的统一电路模型如中南大学硕士学位论文第五章移相全桥软开关变换器的数字控制图５－４所示（考虑滤波电容的等效串联电阻），其电路参数如表５．１所示【５６１。由此可得到Ｂｕｃｋ变换器的开环传递函数为、Ｒ”’（５－１）从本质上来讲，移相全桥变换器与Ｂｕｃｋ变换器相同的，只是占空比是考虑占空比丢失后的有效占空比％。∞）－Ｄ。毕一Ｒ％一薏仔２，其中，Ｄ为０．９，Ｌｐ＝１０，ｕＨ，ｎ＿６，％＝４００Ｖ，‘为０～２５Ａ。由此，可知％的范围为０．８５～０．９。在此，取％为０．８５，上＝１６，ｕＨ，Ｃ＝１０００／．ｔＦ，Ｒ。，＝ｏ．０８，由此可得出移相全桥软开关变换器的传递函数为啪）＿ｏ．ｓｓ·而杀筹‰５．５．２反馈环路的补偿开关电源反馈环路的稳定性准则有如下两个：（１）在交越频率处，总开环相位须有小于３６０。相位裕量，一般至少有４５１４０ｌ（２）在交越频率附近的曲线斜率应为．１，以防止斜率过大而使电路相位快速变化【¨。从输出电压到皿。上电压的传递函数为啪）＝彘＝丽２１．３￣ｏ·０２（５－３）从移相全桥变换器到辟：上电压的总的传递函数Ｇ（ｓ）为∞）＝Ｇ：，（旁啪）＝０．０１７．而斋筹‰（５－４）系统的开环传递函数伯德图见图５．５，从开环传递函数可知，由于一个极点和一个零点比较靠近，发生了零极点相消，在任何频率下都满足系统稳定的第一个准则，现在只要考虑第二个准则，因此只要加入一个比例环节Ｋ，使补偿后的系统在其交越频率处的增益斜率应为．１。加入补偿的比例环节后，系统的传递函数Ｇ’（ｓ）为５７中南大学硕士学位论文第五章移相全桥软开关变换器的数字控制图５－５系统开环传递函数的伯德图ＧｂＭ吲咖啪）＝０．０１７Ｋ·而杀筹‰（５－５）系统的交越频率需远远小于开关频率的一般，在此却为１００００Ｈｚ。在交越频率处，系统的增益应为０ｄＢ，即ＩＧ’（ｓ）Ｉ＝１。从而可得Ｋ＝７６５，由此可得㈣娟．而斋筹‰５．６模糊自适应ＰＩＤ控制器的设计在过去，开关电源的控制采用的都是模拟电路和经典控制理论。被控对像的数学模型是经典的控制理论的基石，模型包括的信息越详细，控制就越精确，但在实际中建立被控系统的准确的数学模型是一件非常困难的事情。于是，人们便用各种简化的模型来近似地代替系统实际的模型，以达到控制的目的，但效果却不是很理想，所以寻求新的控制方法成了当务之急。近年来，随着数字信号处理器的飞速发展，数字控制技术已经逐渐地应用在高频开关电源中，并能实现以前无法实现的智能控制算法。中南大学硕士学位论文第五章移相全桥软开关变换器的数字控制正是基于上述的条件，模糊控制、滑膜控制、神经网络控制等一些智能控制算法被应用到ＤＣ／ＤＣ变换器的控制中，极大地提高了开关电源的性能、对对象模型的适应性和对参数变化的鲁棒性。本文中采用模糊自适应ＰＩＤ控制器来完成控制功能。５．６．１模糊控制的基本原理模糊控制系统由被控对象和模糊控制器组成。其中，模糊控制器是整个模糊控制系统的核心，其性能的优劣直接影响到整个系统的性能。模糊控制器的基本结构主要包括输入量化、模糊化、模糊推理、模糊规则、解模糊化、输出量化等部分，如图５－６所示。Ｔ图５－６模糊控制系统的结构框图（１）输入量化系统的输出与给定值的差值ｅ是一个精确值，其论域是由系统实际的情况决定的【５７】。模糊控制器中，用到的必须是模糊量，所以要将精确的输入量转化为模糊量，且在此之前要将精确的输入变量的基本论域转化为相应的模糊变量的论域，量化后的值为Ｅ。假设Ｅ上有７个模糊集合，则Ｅ的论域为【．３，＋３】。（２）模糊化模糊化是定义一个模糊语言映射作为从数值域到符号域的模糊关系，从而在数值测量的基础上，将数值域中的数值信号映射到语言域上，为实现模糊推理奠定基础【６２】。模糊变量论域上的模糊集合的个数取七个比较合适，个数过多虽可以精确描述变量，提高控制精度，但会使控制规则变得复杂。个数也不宜过少，否则不能全面地描述变量和得到满意的控制性能。以输入偏差ｅ为例，其对应的量化值Ｅ上有７个模糊集合：｛负大、负中、负小、零、正小、正中、正大）。模拉森推理法、Ｂａｌｄｗｉｎ推理法、精确值直接推理法、强度转移法等【５９】。模糊推理后得到的结果是一个模糊向量。（５）解模糊化通过模糊推理得到的结果是一个模糊集合，不能直接去控制执行机构，因此必须将模糊输出量转化为一个精确量，即进行所谓的解模糊化。下面介绍解模糊化常用的几种方法。１）最大隶属度法在模糊推理结论的模糊集合中，选取隶属度最大的元素作为精确控制量。如果模糊集合中有最大隶属度的元素多个，则取这些元素的平均值作为精确控制量。这种方法简单易行、使用方便、算法实时性好，但是仅利用了最大隶属度元素的信息，忽略了隶属度小的元素的作用，输出信息量利用率太低，所以这种方法仅适用于实时性要求高但控制精度要求低的控制系统中【５７１。２）加权平均法加权平均法用输出集合中的各个元素进行加权平均后得到的值作为精确输出量，即输出量按下式求得中南大学硕士学位论文第五章移相全桥软开关变换器的数字控制“：瓷仔６，加权平均法可通过选择和调整该权系数来改善系统的性能，具有较大的灵活性，但权系数的选择跟实际操作经验和实验观察有关［４２１。３）重心法重心法的实质是加权平均法，通过计算输出范围内的所有采样点的重心而得到控制量，即取模糊隶属函数曲线与横坐标所围面积的重心作为代表点，在加权平均法中取系数毛＝∥（‘）‘５７１，则“＝瓷睁７，重心法考虑了模糊集合的所有信息，但计算复杂，主要用于理论推导和实时性要求不高的场合。４）中位数法中位数法全面考虑所有模糊信息的作用，将隶属函数曲线与横坐标围成的部分分为两部分，在两部分相等的条件下，将分界点对应的元素作为精确输出量，但计算过程复杂，尤其是在连续隶属函数时，需求解积分方程，同时没有突出主要模糊信息的作用，所以在实际中很少采用【５引。（６）输出量化输出量化是输入量化的反过程，将以模糊子集表示的控制输出转化为一个精确的输出。５．６．２模糊自适应ＰＩＤ控制器的设计下面介绍模糊自适应ＰＩＤ控制器的具体设计。（１）确定模糊自适应ＰＩＤ控制器的结构。在实际应用中，一般用系统的偏差和偏差的变化率作为模糊自适应ＰＩＤ控制器的输入变量，输出变量选择赵，、ＡＫＩ和必。咖１。这样模糊自适应ＰＩＤ控制器就是一个两输入、三输出的结构。（２）根据实际情况确定各输入输出变量的论域、对应的模糊变量的模糊子集的个数、语言变量和量化因子等Ｉ删。（３）根据实际需要，偏差Ｐ的论域确定为【．７００，７００］，偏差的变化率巳的论域确定为【．５０００，５０００］，输出变量的量化因子通过实际应用时的调试获得。偏差ｅ、偏差的变化率Ｐ，、从，、ＡＫ，和必ｎ对应的模糊变量的模糊子集的个数都取７个，论域均为【．３、．２、．１、Ｏ、ｌ、２、３】，模糊语言值均为｛负大（ＮＢ）、负中（ＮＭ）、负小（ＮＳ）、零（ＺＯ）、正小（ＰＳ）、正中（ＰＭ）、正大（ＰＢ））。６１中南大学硕士学位论文第五章移相全桥软开关变换器的数字控制图５—７Ｅ、Ｂｅ、屿、蝎和峨的隶属度函数Ｐ的量化因子为屯＝瓦面３－ｉ（ｊ－３画）＝。．。４３·巳的量化因子为气＝菊丽３二－Ｆ（－菊３）面＝。．ｏｏ。６。屿、峨和丛Ｄ的量化因子根据实际情况调整调整。（４）隶属度函数的确定，Ｅ、疋、Ａｂ、峨和脚ｒ（Ｄ的隶属度函数见图５—７。（５）确定模糊控制器的控制规则表表５－２屿调整的模糊规则表Ｅｃ拭ＰＮＢＮＭＮＳＺＯＰＳＰＭＰＢＮＢＰＢＰＢＰＭＰＭＰＳＰＳＺＯＮＭＰＢＰＭＰＳＰＳＺＯＺＯＺＯＮＳＰＭＰＭＰＳＰＳＺＯＺＯＮＳＥＺｏＰＭＰＭＰＳＺｏＮＳＮＳＮＭＰＳＰＳＰＳＺｏＮＳＮＳＮＭＮＭＰＭＰＳＺｏＺＯＮＳＮＭＮＭＮＢＰＢＺＯＺｏＮＳＮＳＮＭＮＢＮＢ中南大学硕士学位论文第五章移相全桥软开关变换器的数字控制表５－３ＡＫｌ调整的模糊规则表Ｅｃ斌ｌＮＢＮＭＮＳＺＯＰＳＰＭＰＢＮＢＮＢＮＭＮＭＮＳＮＳＺｏＰＳＮＭＮＢＮＢＮＭＮＳＮＳＺＯＺＯＮＳＮＢＮＭＮＳＮＳＺｏＺＯＰＳＥＺＯＮＭＮＳＮＳＺＯＰＳＰＭＰＭＰＳＮＳＮＳＺＯＺＯＰＳＰＭＰＢＰＭＺｏＺ０ＰＳＰＳＰＭＰＢＰＢＰＢＺＯＺＳＰＳＰＳＰＭＰＢＰＢ表５—４刖％调整的模糊规则表Ｅｃ斌ＤＮＢＮＭＮＳＺＯＰＳＰＭＰＢＮＢＰＳＮＳＮＢＮＢＮＢＮＭＰＳＮＭＰＳＺＯＮＳＮＢＮＢＮＳＺＯＮＳＺＯＺｏＮＳＮＭＮＳＮＳＺＯＥＺＯＺＯＮＳＮＳＮＳＰＳＺｏＺｏＰＳＺＯＺＯＺＯＺＯＺＯＺＯＺＯＰＭＰＢＮＳＰＳＰＳＰＳＰＳＰＢＰＢＰＢＰＭＰＭＰＳＰＳＰＢＰＢ模糊自适应ＰＩＤ控制器的参数按照如下的方法进行调整：（１）当系统的偏差Ｐ较大时，Ｋｐ应较大，以保证系统有足够快的响应速度，硒的取值则应该比较小，以避免因开始阶段偏差Ｐ的瞬时增大而可能出现的微分饱和而使输出的控制量超出允许的范围，所以Ｋｉ的取值应为０，避免系统的超调较大，出现积分饱和的现象：中南大学硕士学位论文第五章移相全桥软开关变换器的数字控制（２）当ｅ和巳为中等大小时，ＫＰ的取值则应该小一点，以避免系统出现过大的超调量，而磁的取值对系统响应的影响是比较大的，大小要适中，以保证系统的响应速度；（３）当ｅ接近于设定值时，Ｋｐ和Ｋｉ的取值应增加，使系统有良好的静态性能，同时避免系统在设定值附件出现不应有的振荡。此时，若Ｐ，的值较小，则＆可取得大一些，反之Ｋｄ则可取小一些；（４）Ｅｃ表明系统偏差的变化率，巳的值越大，ＫＰ就应取得越小，Ｋｉ的应取得越大。（５）根据上述的参数调整要求，从Ｐ、ＡＫｌ和从ｎ的模糊规则表见表５．２－５—３。（６）搭建系统，调试参数，得到满意的系统响应。５．７系统的ＭＡＴＬＡＢ仿真为了验证前面所引入的模糊自适应ＰＩＤ控制器的优越性，在此通过Ｍａｔｌａｂ来进行仿真，对模糊自适应ＰＩＤ控制和传统的ＰＩＤ控制的控制性能进行比较。建立的系统仿真模型如图５．８、图５－９所示。先整定传统的ＰＩＤ控制系统的参数，以得到满意的动态性能。此时，Ｋ，＝５００，Ｋ，＝１００００，Ｋｏ＝ｌ。以此数据为基础，对模糊自适应ＰＩＤ控制系统的参数进行调整，以得到最佳的动态性能。图５．１０给出了传统ＰＩＤ控制系统和模糊自适应ＰＩＤ控制系统跟随阶跃响应的响应曲线，根据仿真实验得到的结果可以得出如下结论，模糊自适应ＰＩＤ控制系统的上升时间、超调量、过渡过程，以及静态误差等性能指标都要优于传统的ＰＩＤ控制系统。图５－８传统ＰＩＤ控制系统的仿真模型中南大学硕士学位论文第五章移相全桥软开关变换器的数字控制图５－９模糊自适应ＰＩＤ控制系统的仿真模型Ⅳ。ｉ…矿孱３自∑震｝ｉｉ／ｉ图５－１０两种系统的阶跃响应曲线本章先介绍了数字控制技术在开关电源中的应用，根据选择的数字信号处理器详细地设计了其供电电源，并对移相全桥变换器的控制信号的生成原理进行了研究，然后在建立起移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器数学模型的基础上，对控制环流中南大学硕士学位论文进行了补偿并设计了ＰＩＤ控制系统进行比好的控制性能。６７的外围电路。针对开关电源系统存在的非线性、时变等特点，为得到好的控制效果，在建立了移相全桥软开关ＰＷＭ变换器的数学模型的基础上，采用模糊自适应ＰＩＤ控制算法，并进行了相应的仿真实验。由于时间、经验、条件有限，加上开关电源的研究和设计涉及的知识面非常广，本论文仍然有许多工作需要进行，如由于条件的限制，开关电源样机的制作一直难以提上日程，导致相关的软硬件调试、整机的电磁兼容性测试等问题一直没有很好的解决，使得本文的研究内容离实际应用还有一段距离。中南大学硕士学位论文参考文献参考文献【１】ＡｂｒａｈａｍＰｒｅｓｓｍａｎ著，王志强译．开关电源设计（第二版）［Ｍ】．电子工业出版社，２００５，９．【２】徐明．移相控制ＺＶＳ全桥变换器的改进研究和工程实现：【硕士学位论文】．南京：河海大学，２００６．【３】王兆安，黄俊．电力电子技术（第四版）【Ｍ】．机械工业出版社，２００４，２．［４】刘风君．现代高频开关电源技术及应用［Ｍ】．电子工业出版社，２００８，１．【５】ＧｕｉｃｈａｏＨｕａ，ＦｒｅｄＣＬｅｅ．Ｓｏｆｔ—ＳｗｉｔｃｈｉｎｇＴｅｃｈｎｉｑｕｅｓｉｎＰＷＭＣｏｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｃ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＯｎＩｎｄｕｓｔｒｉａｌＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，１９９５，４２（６）：５９５—６０３．【６】Ｊ．ＤａｖｉｄＩｒｗｉｎ．ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＨａｎｄｂｏｏｋ［Ｍ］．ＡｃａｄａｍｉｃＰｒｅｓｓ，２００１．５．【７】杜少武，丁莉．ＺＶＺＣＳＰＷＭＤＣ／ＤＣ全桥变换器的简述和发展［Ｊ】．电源技术应用，２００７，４（１０）：５９～６４【８】周志敏，周纪海．开关电源功率因数校正电路设计与应用【Ｍ】．人民邮电出版社，２００４，１１．【９】王建明．具有功率因数校正和软开关的高频开关电源的设计：［硕士学位论文】．大连：大连理工大学，２００８．［１０】刘超．升压型ＡＣ—ＤＣ有源功率因数校正控制器的设计：【硕士学位论文】．西安：西安电子科技大学，２００９．【１１】Ａ．Ｊ．ＭａｓｏｎａｎｄＰ．Ｋ．Ｊａｉｎ．ＮｅｗｐｈａｓｅｓｈｉｆｔｍｏｄｕｌａｔｅｄＺＶＳｆｕｌｌ—ｂｒｉｄｇｅＤＣ／ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｌｌｍｉｎｉｍｉｚｅｄａｕｘｉｌｉａｒｙｃｕｒｒｅｎｔｆｏｒｍｅｄｉｕｍｐｏｗｅｒｆｕｅｌｃｅｌｌａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ［Ｃ］．ＩＥＥＥＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＳｐｅｃｉａｌｉｓｔｓＣｏｎｆ．（ＰＥＳＣ）Ｐｒｏｃ．，ＰＰ．２４４－２４９，２００５．【１２】ＤｉｎｇＫｕｎ．ＡｃｔｉｖｅＰｏｗｅｒＦａｃｔｏｒＣｏｒｒｅｃｔｉｏｎＵｓｉｎｇＳｌｉｄｉｎｇＭｏｄｅＣｏｎｔｒｏｌｗｉｔｌｌＲｅａｃｈｉｎｇＬａｗ［Ｃ］．２００７ＳｅｃｏｎｄＩＥＥＥＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅｏｎＩｎｄｕｓｔｒｉａｌＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓａｎｄＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ：１４６５—１４６７．【１３】杨倩．单级功率因数校正ＡＣ／ＤＣ变换器的研究：【硕士学位论文】．贵阳：贵州大学，２００８．【１４】ＺｈｏｎｇｈｕｉＢｉｎｇ，ＭｉｎＣｈｅｎｔ，ＳｔｅｐｈａｎｉｅＫ．Ｔ．Ｍｉｌｌｅｒ，ＹａｓｕｙｕｋｉＮｉｓｈｉｄａ，ａｎｄＪｉａｎＳｕｎ．ＲｅｃｅｎｔＤｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｓｉｎＳｉｎｇｌｅ—ＰｈａｓｅＰｏｗｅｒＦａｃｔｏｒＣｏｒｒｅｃｔｉｏｎ［Ｃ］．ＰｏｗｅｒＣｏｎｖｅｒＳｉｏｎＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ－Ｎａｇｏｙａ，２００７．４．Ｐａｇｅ（ｓ）：１５２０－－１５２６．【１５】张小林，冉建桥，李贤云，郭丽萍．我国开关电源发展的思考【Ｊ】．微电子学，２００４，８（３４）：４０２－４０６【１６】罗刚，高荣，江书勇．开关电源的数字控制技术研究【Ｊ】．实验科学与技术，技术应用，２００９，１１（１２）：１０－１４【２７】ＲｏｎＬｅｎｋ著，王正仕等译．实用开关电源设计【Ｍ】．人民邮电出版社，２００６，４．【２８】Ｄ．Ｍ．Ｓａｂｌｅ，ＦｒｅｄＣＬｅｅ．Ｔｈｅｏｐｅｒａｔｉｏｎｏｆａｆｕｌｌ－ｂｒｉｄｇｅ，ｚｅｒｏ－ｖｏｌｔａｇｅ－ｓｗｉｔｃｈｅｄＰＷＭｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｃ］．ＩｎＰｒｏｃ．ＶＰＥＣ，１９８９：９２－９７．［２９】杨旭，赵志伟，王兆安．移相全桥零电压软开关电路谐振过程的研究【Ｊ】．电力电子技术，１９９８，３（８）：３６．３９．【３０】娄洪立．改进型全桥软开关变换器研究：【硕士学位论文】．重庆：重庆大学，２００７［３１】ＲｅｄｌＲＢａｌｏｇｈＬ，ＥｄｗａｒｄｓＤＷ．Ａｎｏｖｅｌｓｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｆｕｌｌ－ｂｒｉｄｇｅＤＣ／ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：ａｎａｌｙｓｉｓ，ｄｅｓｉｇｎｃｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎ，ａｔ１．５ｋＷ：ｌＯＯｋＨｚ［Ｃ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓｏｎＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，１９９１，６（３）：４０８－４１８．【３２】刘福鑫，阮新波．加钳位二极管的零电压全桥变换器改进研究［Ｊ】．电力系统自动化，２００４，１０（２８）：６４一石９７０中南大学硕士学位论文参考文献【３３】Ｊ．Ａ．Ｓａｂａｔｄ，ＶＶｌａｔｋｏｖｉｄ，Ｒ．Ｂ．Ｒｉｄｌｅｙ，ａｎｄＥＣ．Ｌｅｅ．Ｈｉ曲一ｖｏｌｔａｇｅ，ｈｉｇｈ－ｐｏｗｅｒ，ＺＶＳ，ｆｕｌｌ－ｂｒｉｄｇｅＰＷＭｃｏｎｖｅｒｔｅｒｅｍｐｌｏｙｉｎｇａｎａｃｔｉｖｅｓｎｕｂｂｅｒ［Ｃ］．ＩＥＥＥＡＰＥＣ’９１Ｒｅｃ．，ＰＰ．１５８—１６３，１９９１．【３４】Ｒ．Ｗａｔｓｏｎ，ａｎｄＥＣ．Ｌｅｅ．Ａｎａｌｙｓｉｓ，ｄｅｓｉｇｎ，ａｎｄｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｒｅｓｕｌｔｓｏｆａ１ＫＷＺＶＳ—ＦＢ—ＰＷＭｃｏｎｖｅｒｔｅｒｅｍｐｌｏｙｉｎｇｍａｇａｍｐｓｅｃｏｎｄａｒｙｓｉｄｅｃｏｎｔｒｏｌ［Ｃ］．ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆＶＰＥＣＳ，１９９３：２０７—２０２．［３５】徐明，尹斌，周岩．ＺＶＳＰＷＭ全桥变换器副边箝位电路研究【Ｊ】．电力自动化设备，２００６，９（２６）：４３￣４６【３６】Ｊ．Ａ．Ｓａｂａｔｅ，ＶＶａｌｔｋｏｖｉｃ，Ｒ．Ｂ．Ｒｉｄｌｅｙ，ＥＣ．ＬｅｅａｎｄＢ．Ｈ．Ｃｈｏ．Ｄｅｓｉｇｎｃｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎｓｆｏｒｈｉｇｈ－ｖｏｌｔａｇｅｈｉｇｈ－ｐｏｗｅｒｆｕｌｌ—ｂｒｉｄｇｅｚｅｒｏ—ｖｏｌｔａｇｅ－ｓｗｉｔｃｈｅｄＰＷＭｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｃ］．ＩｎＰｒｏｃ，ＩＥＥＥＡＰＥＣ，１９９０；２７５～２８４．【３７】Ｓｏｎｇ—ＹｉＬｉｎ，Ｃｈｅｍ—ＬｉｎＣｈｅｎ．ＡｎａｌｙｓｉｓａｎｄＤｅｓｉｇｎｆｏｒＲＣＤＣｌａｍｐｅｄＳｎｕｂｂｅｒＵｓｅｄｉｎＯｕｔｐｕｔＲｅｃｔｉｆｉｅｒｏｆＰｈａｓｅ—ＳｈｉＲＦｕｌｌ－ＢｒｉｄｇｅＺＶＳＣｏｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｃ］．ＩＥＥＥＡＰＥＣ’ｌ９９８：３５８～３５９．【３８】Ｊｕｎｇ－ＧｏｏＣｈｏ，Ｊｕ—ＷｏｎＢａｃｋ，Ｃｈａｎｇ—ＹｏｎｇＪｅｏｎｇ，Ｇｅｕｎ－ＨｉｅＲｉｍ，ＤｏｎｇＷ．Ｙｏｏ．ＮｏｖｅｌＺｅｒｏ·－ＶｏｌｔａｇｅａｎｄＺｅｒｏ··Ｃｕｒｒｅｎｔ—·ＳｗｉｔｃｈｉｎｇＦｕｌｌ－－ＢｒｉｄｇｅＰＷＭＣｏｎｖｅｒｔｅｒＵｓｉｎｇａＳｉｍｐｌｅＡｕｘｉｌｉａｒｙＣｉｒｃｕｉｔ［Ｃ］．ＩＥＥＥＡＰＥＣ’１９９９：１５－２０．【３９】ＹＪａｎｇａｎｄＭ．Ｍ．Ｊｏｖａｎｏｖｉｄ．Ａｎｅｗｆａｍｉｌｙｏｆｆｕｌｌ－ｂｒｉｄｇｅＺＶＳｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｃ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎ．，ｖ０１．１９．，ｎｏ．３，ＰＰ．７０１—７０８，Ｍａｙ２００４．【４０】ＹＪａｎｇａｎｄＭ．Ｍ．Ｊｏｖａｎｏｖｉｄ．ＡＮｅｗＰＷＭＺＶＳＦｕｌｌ—ＢｒｉｄｇｅＣｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｃ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎ．，Ｖｏｌｕｍｅ２２，Ｉｓｓｕｅ３，ＰａｒｔＳｐｅｃｉａｌＳｅｃｔｉｏｎｏｎＬｉｇｈｔｉｎｇＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｍａｙ２００７Ｐａｇｅ（ｓ）：９８７—９９４．【４ｌ】谭境．基于ＤＳＰ高频通讯开关电源的研究与设计：【硕士学位论文】．长沙：中南大学，２００９［４２】王跃林．基于ＤＳＰ的全数字通信高频开关电源的研究与设计：［硕士学位论文】．长沙：中南大学，２００８【４３】ＫｅｉｔｈＢｉｌｌｉｎｇｓ著，张占松等译．开关电源手册（第二版）【Ｍ】．人民邮电出版社，２００６，１２．【４４】雷斌．浅谈ＩＧＢＴ门极的驱动【Ｊ】．电焊机，２００２，２（３２）：１６￣１８．【４５】百度百科．目前绝缘栅器件（ＩＧＢＴ）驱动技术现状．ｈｕｐ：／／ｂａｉｋｅ．ｂａｉｄｕ．ｃｏｒｎ／ｖｉｅｗ／１９３５５６４．ｈｔｍ【４６】ＴｅｘａｓＩｎｓｔｒｕｍｅｎｔＩｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ．ＣｕｒｒｅｎｔＭｏｄｅＰＷＭＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒ，２００７，６．【４７】刘俊，楚君，王玲．一种基于ＵＣ３８４４的多路输出电源设计【Ｊ】．电子工程师，２００７，９（３３）：４９－５２．７１中南大学硕士学位论文参考文献【４８］Ｒ．Ａ．Ｆｉｓｈｅｒ，Ｋ．Ｄ．Ｔ．ＮｇｏａｎｄＭ．Ｈ．Ｋｕｏ．Ａ５００ＫＨｚ，２５０ＷＤＣ－ＤＣｃｏｎｖｅｎｅｒ诚ｔｌｌｍｕｌｔｉｐｌｅｏｕｔｐｕｔｓｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄｂｙｐｈａｓｅ—ｓｈｉｆｔｅｄＰＷＭａｎｄｍａｇｎｅｔｉｃｒｅｃｔｉｆｉｅｒｓ【Ｃ】．Ｐｒｏｅ．ＨｉｇｈＦｒｅｑｕｅｎｃｙＰｏｗｅｒＣｏｎｖｅｒｓｉｏｎＣｏｎｆ．１９９８：１００—１１０．［４９】贺明智．数字控制开关ＤＣ．ＤＣ变换器瞬态特性的研究：【博士学位论文】．成都：西南交通大学，２００８【５０】罗刚，高荣，江书勇．开关电源的数字控制技术研究【Ｊ】．实验科学与技术，２００９，４（７）：３肚３４．【５１】ＴｅｘａｓＩｎｓｔｒｕｍｅｎｔＩｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ著，张卫宁编译．ＴＭＳ３２０Ｃ２８Ｘ系列ＤＳＰ的ＣＰＵ与外设【Ｍ】．清华大学出版社，２００５，１．【５２】万山朋．ＴＭＳ３２０Ｆ２８１ＸＤＳＰ原理及应用实例【Ｍ】．北京航空航天大学出版社，２００７，７．【５３】ＴｅｘａｓＩｎｓｔｒｕｍｅｎｔＩｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ．ＴＭＳ３２０Ｆ２８１０，ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２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作者：

学位授予单位：

杨幼松中南大学

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