基于MC33067的LLC谐振全桥变换器的应用设计

第４６卷第３期　２０１２年３月　电力电子技术　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　Ｖｏ１．４６，Ｎｏ．３　Ｍａｒｃｈ　２０１２　基于ＭＣ３３０６７的ＬＬＣ谐振全桥变换器的应用设计　李星林，姜海鹏，曾帮远，蒋传荣　（海华电子企业（中国）有限公司，广东广州５１０６４０）　摘要：ＬＬＣ变换器以其卓越的性能迅速成为ＤＣ／ＤＣ变换器的首选拓扑，而目前该拓扑大多应用在小功率半桥　变换器，而在大功率全桥变换器中的应用还较少。在此提出了一种基于高性能谐振控制器ＭＣ３３０６７的ＬＬＣ谐　振全桥变换器设计方案，该拓扑采用了固定死区的互补调频控制方式，巧妙利用了变压器的励磁电感和外置　谐振电感与谐振电容发生谐振，实现了初级零电压（ＺＶＳ）开通以及次级零电流（ＺＣＳ）关断，并给出了输出直流　电压４８　Ｖ，满载功率２　ｋＷ的试验结果。试验结果表明，ＬＬＣ谐振全桥变换器具有高频、高效率等优点，符合电　源高功率密度、高效的发展要求。　关键词：变换器；软开关；谐振　中图分类号：ＴＭ４６　文献标识码：Ａ　文章编号：１ｏ００—１００Ｘ（２０１２）０３－００７８—０３　Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　ＬＬＣ　Ｒｅｓｏｎａｎｔ　Ｆｕｌｌ－ｂｒｉｄｇｅ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　Ｂａｓｅｄ　ｏｎ　ＭＣ３３Ｏ６７　ＬＩ　Ｘｉｎｇ—ｌｉｎ，ＪＩＡＮＧ　Ｈａｉ—ｐｅｎｇ，ＺＥＮＧ　Ｂａｎｇ—ｙｕａｎ，ＪＩＡＮＧ　Ｃｈｕａｎ・ｔｏｎｇ　（Ｈａｉｈｕａ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　Ｅｎｔｅｒｐｒｉｓｅ（Ｃｈｉｎａ）Ｃｏ．，Ｌｔｄ．，Ｇｕａｎｇｚｈｏｕ　５１０６４０，Ｃｈｉｎａ）　Ａｂｓｔｒａｃｔ：ＬＬＣ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　ｑｕｉｃｋｌｙ　ｂｅｃｏｍｅｓ　ｔｈｅ　ｐｒｉｍａｒｙ　ｃｈｏｉｃｅ　ｏｆ　ｔｏｐｏｌｏｇｙ　ｉｎ　ＤＣ／ＤＣ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ｈｏｗｅｖｅｒ，ｔｈｉｓ　ｔｏｐｏｌｏｇｙ　ｍｏｓｔｌｙ　ｉｓ　ａｐｐｌｉｅｓ　ｉｎ　ｔｈｅ　ｌｏｗ　ｐｏｗｅｒ　ｈａｌｆ　ｂｒｉｄｇｅ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　ａｎｄ　ｌｅｓｓ　ｉｓ　ｕｓｅｄ　ｉｎ　ｈｉ　ｇｈ　ｐｏｗｅｒ　ｆｕｌｌ－ｂｒｉｄｇｅ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．Ａｎ　ｐｒｏ—　ｇｒａｍ　ｆｏｒ　ｔｈｅ　ｆｕｌｌ—ｂｒｉｄｇｅ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　ｂａｓｅｄ　ｏｎ　ＭＣ３３０６７　ｉｓ　ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ．Ｉｔ　ａｄｏｐｔｓ　ｔｈｅ　ａｄｊｕｓｔｉｎｇ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｃｏｎｔｒｏｌ　ｍｏｄｅ　ｗｉｔｈ　ｔｈｅ　ｆｉｘｅｄ　ｄｅａｄ—ｔｉｍｅ　ａｎｄ　ｒｅａｌｉｚｅｓ　ｔｈｅ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｏｎ　ｗｉｔｈ　ｚｅｒｏ　ｖｏｌｔａｇｅ　ａｎｄ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｏｆｆ　ｗｉｔｈ　ｚｅｒｏ　ｃｕｒｒｅｎｔ　ｂｙ　ｕｓｉｎｇ　ｈｅ　ｅｘｃｉｔｔａｔｅｄ　ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ　ｏｆ　ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ，ｅｘｔｅｒｎａｌ　ｒｅｓｏｎａｎｔ　ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ　ａｎｄ　ｒｅｓｏｎａｎｔ　ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ．Ｔｈｅ　ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ　ｒｅｓｕｌｔ　ｓｈｏｗｓ　ＬＬＣ　ｒｅｓｏｎａｎｔ　ｆｕｌｌ—ｂｒｉｄｇｅ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　ｔｈ　ａｄｖａｎｔａｇｅ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｈｉｇｈ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ，ｈｉｇｈ　ｅｆｉｃｉｆｅｎｃｙ　ａｎｄ　ＳＯ　ｏｎ，ｉｔ　ｃｏｎ￣ｒｍｓ　ｔｈｅ　ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ　ｔｒｅｎｄ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｐｏｗｅｒ　ｓｕｐｐｌｙ　ｗｉｔｈ　ｔｈｅ　ｈｉｇｈｅｒ　ｐｏｗｅｒ　ｄｅｎｓｉｔｙ　ａｎｄ　ｅｆｉｃｉｅｎｃｙ．ｆ　Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；ｓｏｆｔ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ；ｒｅｓｏｎａｎｔ　１　引　言　随着电力电子技术的高速发展，对开关电源　提出了更加高频化、高效率、高功率密度以及低噪　声等要求。目前比较成熟的软开关技术，如移相全　杂。大多都是在ＬＬＣ谐振半桥变换器设计方法的　基础上进行试探．通过不断调试和修正获得合适　的参数ｆ２１。在此提出了一种基于高性能谐振控制　器ＭＣ３３０６７的ＬＬＣ谐振全桥变换器设计方法，在　设计合理的前提下，变换器可以轻易实现初级　ＭＯＳＦＥＴ　ＺＶＳ开通．次级整流二极管ＺＣＳ关断。体　现了变换器的高频高效化。　桥也很难做到真正理想状态的软开关（包含主开关　管和次级整流二极管），并且随着开关频率的升　高，其损耗也不断增加，因此寻求一种更加高效、　高开关频率以及高功率密度的拓扑成为当前研究　２　ＬＬＣ谐振全桥变换器拓扑及工作机理　全桥变换器由于具有较高功率密度而广泛应　用于中、大功率场合［３Ｊ，其主电路拓扑如图１所示。　该电路主要包括初级４个功率ＭＯＳＦＥＴ、谐振电　感　、谐振电容Ｃｒ、励磁电感　，次级则由整流二　的重点。ＬＬＣ谐振全桥变换器作为全桥拓扑中性　能较为突出的一种，具备以下优点：初级ＭＯＳＦＥＴ　ＺＶＳ开通。次级整流二极管ＺＣＳ关断；电路结构简　单，转换效率高；初、次级的电压应力较低；容易实　现高频化，故容易实现高功率密度，并且当其工作　在所设定的谐振频率时，初、次级电流都接近正弦，　高次谐波小，有利于ＥＭＩ设计［１］。　极管ＶＤ　和ＶＤ　以及输出滤波电容　组成。　目前．ＬＬＣ谐振全桥变换器的设计方法较复　定稿日期：２０１ｌ—ｌ２—１９　作者简介：李星林（１９８３一），男，广西梧州人，硕士，研究方　向为中、大功率直流电源的设计开发。　７８　图１主电路拓扑　基于ＭＣ３３０６７的ＬＬＣ谐振全桥变换器的应用设计　可见。拓扑中次级没有滤波电感，整流二极管　无需缓冲吸收网络，与传统的全桥拓扑相比，其元　件大为减少．且变换器的磁性元件能很容易集成　到一个磁芯．主变压器的漏感和　也能被利用Ｈ１。　ＬＬＣ谐振全桥变换器包括如图２所示的３个　工作区域：其中区域１，２的主开关管工作在ＺＶＳ　状态。而区域３的主开关管工作在ＺＣＳ状态。对　于选用ＭＯＳＦＥＴ作为主开关管的高频ＬＬＣ变换　器而言，工作在ＺＶＳ条件下其开关损耗最小，工　作状态较佳。故其所需的工作区域为增益曲线的　右侧（其中负斜率表示初级ＭＯＳＦＥＴ工作在ＺＶＳ　模式）。当ＬＬＣ变换器工作在如图２所示的∞。＝　状态下时．其增益由变压器的匝比决定，从效率和　ＥＭＩ的角度而言．在这个工作点状态下由于正弦　初级电流、ＭＯＳＦＥＴ和次级整流二极管都得到最　优化利用。故为最佳工作点，但是这只能在特定的　工作电压以及负载条件下得到。　￣Ｄｓ　ｄｊ　图２　ＬＬＣ的工作区域　ＬＬＣ谐振全桥变换器存在两个谐振频率。一个　为Ｌ　与Ｃ　的谐振频率：　赤　（１）　另外一个为￡　，　与　的谐振频率：　１　…　２）　由于该电路采用ＰＦＭ控制模式，所以变换器　工作频率　既可以工作在　的频率范围内，也　可以工作在　的频率范围内。下面就其工作　在　频段内（该频段内工作状态较佳）一个　开关周期的６个模态进行简要分析，此时谐振变　换器各个关键点的工作波形如图３所示。　：：：ｌ广　：：：ｌ广　ｔ－　；　ｉ　．　．　Ｉ　ｔ　ｆ　、　吐　；；；／　一　Ｉ！　ｉ　ｉ　图３关键点的主要工作波形　模态１（ｔｏ－ｔ１）　在ｔ０时刻，ＶＴ　和ＶＴ４开通，谐　振电流ｉ　流经ｖＴｌ和ＶＴ４。变压器次级电压上正下　负，ＶＤ　开通，为负载提供能量，　被箝位不参加　谐振过程，励磁电流　线性上升。　模态２（￡ｌ～￡２）　在ｔ１时刻，　＝　。ＶＤ５，ＶＤ６的　电流为零，次级输出电压对　不再箝位，三　开始　参与谐振，ＣＴ被恒流线性充电升高电压。　模态３（ｔ２￣ｔ３）　在ｔ２时刻，ＶＴ。和ＶＴ４关断。　ＶＤ２和ＶＤ。导通续流，从而为ＶＴ２和ＶＴ３的ＺＶＳ　开通创造了条件。变压器初级电压极性切换，ＶＤ　开始导通，由于此前ＶＤ　电流归零，故没有反向恢　复。　重新被次级输出电压箝位，退出谐振过程。　模态４（ｔ３－ｔ４）　在ｔ　时刻，ＶＴ２和ＶＴ３开通，　ＶＤ　继续导通向负载提供能量。　仍被输出电压　筘位不参加谐振，故　线性下降。　模态５（ｔ４一ｔ　）　在ｔ４时刻，　又重新等于ｉ　，　ＶＤ　，ＶＤ　的电流为零，次级输出电压对　不再箝　位，　开始参与谐振，　被反向恒流充电，其电压　线性升高。　模态６（ｔ５～ｔ６）在ｔ５时刻，ＶＴ２和ＶＴ３关断，ＶＤ。　和ＶＤ　导通续流。从而为ＶＴ】和ＶＴ４的ＺＶＳ开通　创造了条件。变压器初级电压极性切换，ＶＤ　开始　导通，由于此前ＶＤ　电流归零故没有反向恢复。　重新被次级输出电压筘位，退出谐振过程。　以上就是ＬＬＣ变换器工作在　频段内　一个开关周期的６个工作过程。　３　ＬＬＣ谐振全桥变换器设计　ＬＬＣ谐振全桥变换器的设计难点在于谐振网络　参数的选取和优化，合理设计参数能够保证变换器　工作在所期待的区域，从而确保在最佳工作状态。　在此设计的ＬＬＣ谐振全桥变换器输入直流电压　Ｕ￣＝３９０　Ｖ，输出电压Ｕｏ＝４８　Ｖ，满载功率　＝２　ｋＷ。　３．１　主电路关键参数设计　选取　１００　ｋＨｚ，主电路关键参数设计过程为：　１、计算变压器变比Ⅳ＝Ｕｍ／（　＋　），　为输　出整流二极管导通压降，选用ＩＸＹＳ　６０ＣＰＱ１５０快　速恢复二极管。其典型值为１．２　Ｖ，计算得Ｎ＝７．９２。　２、计算最高、最低输入电压时增益Ｇ　，Ｇ一：　Ｇｍ＝２ｎ（ｕｏ＋　）／　一，Ｇ一＝２ｎ（Ｕｏ＋　）／　曲（３）　，　一分别为输入直流电压的最小值和　最大值。分别为３２０　Ｖ和４２０　Ｖ。计算得到Ｇｍ＝　０．９２７，Ｇｍ￣＝１．２２。　３、计算负载电阻Ｒ　和反射电阻ＲＡｃ：　ＲＥ＝　／Ｐｏ，ＲＡｃ＝８ｎ２ＲＩ／竹　（４）　７９　第４６卷第３期　２０１２年３月　电力电子技术　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　ＶｏＩ．４６，Ｎｏ．３　Ｍａｒｃｈ　２０１２　计算得到ＲＬ＝１．１５　Ｑ，Ｒ　＝５８．５　ｎ。　由式（６）中第２个公式得到　＝２．７　ｋＳｑ。　４、计算品质因数Ｑ，Ｃ　，Ｌ　，Ｌ　为：　（４）定时电阻　和定时电容　的确定：　两路驱动脉冲的死区时间由　和ｃＴ确定，　（５）　Ｑ＝　０．９５・晤，　，　＝　根据谐振频率的大小以及工作频率变化范围．初　步选定死区时间　＝０．４７　ｐ．ｓ，依据：Ｒ　＝　／　（Ｏ．３４８ＣＴ），得到ＲＴ＝２．７　ｋＱ，Ｃｒ＝５００　ｎＦ。　式中：ｋ值为　和￡　的比值。　对于ＬＬＣ谐振变换器而言，满载时Ｑ和ｋ的　恰当选择是设计的关键．将直接影响变换器的工　作频率范围、谐振回路中循环能量大小及转换效　芯片根据反馈量大小进行ＰＦＭ．其实质性机　理就是通过改变流经Ｒ肿的电流从而改变，腻，　最终改变内部压腔振荡器频率。在稳态情况下。芯　片的脚３电位被内部三极管箝位在２．５　Ｖ。当脚　率，ｋ值一般在２．５　６之间，设计中ｋ取４。计算得　到Ｑ＝０．４６３，Ｃｒ＝５８　ｎＦ，Ｌ　＝４３　ＩｘＨ，Ｌ　＝１７２　ＩｘＨ。　至此．变换器主电路关键参数设计完毕。为保　证输出功率留有一定的裕量。主变压器选用ＰＣ４０　材质的ＥＥ６５磁芯。初级功率管则选用ＳＴ　ＳＴＷ４３ＮＭ６０ＮＤ．次级整流管为ＩＸＹＳ　６ＯＣＰＱ１５Ｏ快　速恢复二极管．输出滤波电容为６个ＮＩＣＨＩＣＯＮ　电解电容１　０００　ＩｚＦ／ｌＯ０　Ｖ并联。　３．２控制电路关键参数设计　控制电路采用高性能谐振控制器ＭＣ３３０６７为　控制核心．该芯片采用固定死区时间的ＰＦＭ互补　调制技术．输出两路开关频率可达１　ＭＨｚ、峰值电　流可达２００　ｍＡ的驱动脉冲。只需通过隔离变压器　就可以直接驱动ＭＯＳＦＥＴ。芯片内部则主要由基　准电压、压腔振荡器、误差放大器、软启动电路、欠　压锁定、保护以及输出电路构成。基于ＭＣ３３０６７　所设计的ＰＦＭ控制电路关键参数设计如下：　（１）最低、最大开关频率　厂懈的确定：　由于负载过重使得　过低，导致变换器进入　图２所示主开关管ＺＣＳ区域，因此要对ＭＣ３３０６７　的　进行限制，　－－ｆ，［１＋　（１—１／Ｇ衄２）】　，可以得　到ｆｍ＝６７　ｋＨｚ。同时，为减小电源启动瞬间对　的　冲击。一般采用空载高频开机方式，开机频率为谐　振频率的２－３倍．该设计中设定ｆ＿＝２ｏｏ　ｋＨｚ。　（２）定时电阻　与定时电容　的确定：　与Ｃ　组合的时间常数确定内部压腔振　荡器的最小振荡频率，其值为　：Ｒ　＝（　一７０ｎｓ）／　（０．３４８Ｃ￣），得到　＝１０　ｋ１），Ｃ　＝２．４　ｎＦ。　（３）调频电阻风　的确定：　芯片能够进行频率调制。实际是通过改变流　过Ｒ啪电流的大小而改变流经Ｒ　放电电流　：　＝　一　Ｒｗｏｒ－　挚』ＩＩ腿一　舶　（６）　式中：，眦为．　时　总放电电流，其值为１　ｍＡ；ｕ　为　误差放大器低电位时的饱和输出电压．其值为０．１　Ｖ。　６，７短接组成电压跟随器形式时，外部ＰＩ调节器　的运算值即反馈值从脚８输入。由于误差放大器　被软启动缓冲器筘位．当反馈量的值大于１．５　Ｖ　时．才能进入线性调节区域．故外部反馈值的范围　在１．５－２．５　Ｖ之间。综上所述。利用ＭＣ３３０６７所搭　建的频率调制控制原理图如图４所示。　电压反馈　电压给定　图４　ＭＣ３３０６７的频率调制控制原理图　４试验结果　基于以上设计流程搭建了一个２　ｋＷ功率等　级的ＬＬＣ谐振全桥变换器的主电路和控制电路，　测试了大量的关键点波形。　图５ａ示出３９０　Ｖ直流输入．满载功率２　ｋＷ　时初级ｖＴ３的驱动电压波形　ｍ和ＶＴ４漏源电　压波形Ｕ＆ｖｒ４。可见，／ＸｄｓＶｌ４＇在　椰由低电平切换为　高电平之前就已经建立起母线电压，说明ＶＴ３工　作在ＺＶＳ状态。图５ｂ示出３９０　Ｖ输入，满载功率　２　ｋＷ时工　两端电压波形　和次级整流输出电　流波形ｉ　。　ｔ／（２“ｓ／格）ｔ／（２　ｓ／格）　（ａ）ＶＴ４　源电压和ＶＴ３驱动电压　（ｂ）励磁电感电压和次级电流　图５试验波形　可见，初级电压关断时刻，次级电流刚好到零，　无反向恢复，处于最佳ＺＣＳ状态。　（下转第８３页）　有功无功对三电平中点不平衡的影响　值为零。可以推断，中点电位的偏移主要由有功功　ａ相电流峰值为２　Ａ时的情况，可验证上述３．２节　中所提出结论的正确性。　率引起，且无功功率不会引起中点电位的偏移。　０．１　图４ｂ为有功电流在不同值的实验波形，可见　萎。　＿０　一麟ｔｉｍＳ　　当相电流峰值为７　Ａ时的中点电位偏移大于相电　流峰值为２　Ａ时的情况，可以验证上述３．３节中　所提出结论的正确性。　／，　／　喜。　１　５　结　论　通过理论分析和实验论证了中点电位的平衡　与三电平工作时的有功功率和无功功率关系，可　得结论：中点电位的波动主要是由无功分量来决　（ａ）ＵＭ中点有、无功电流权熏　图３调制度为１时　，　＋中点电流有、无功权重　４实验验证　为验证有功功率和无功功率与中点电位之间　定．无功分量越大，中点波动越明显，而有功分量　对中点的波动影响很小。中点电位的偏移主要由　有功分量的大小来决定，有功分量越大偏移越明　显．而无功分量对中点偏移的影响很小。　的关系，实验室搭建了三电平实验平台，主要参　数：直流侧电容，Ｃ。＝Ｃ２＝１　６００　ＩｘＦ，采用Ｌ＝Ｉ．５　ｍＨ，　Ｕ￣＝４００Ｖ，开关频率５　ｋＨｚ，基波频率为５ＯＨｚ。电　网线电压有效值为３８０　Ｖ，并网变压器为３８０／１９０。　图４示出实验波形。　堙　《　参考文献　［１】Ｌｅｅ　Ｙ　Ｈ，Ｓｕｈ　Ｂ　Ｓ，Ｈｙｕｎ　Ｄ　Ｓ．Ａ　Ｎｏｖｅｌ　ＰＷＭ　Ｓｃｈｅｍｅ　ｆｏｒ　ａ　Ｔｈｒｅｅ－ｌｅｖｅｌ　Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｓｏｕｒｃｅ　Ｉｎｖｅｒｔｅｒ　ｗｉｔｈ　ＧＴＯ　专？　Ｈ　…’。阮　需Ｉ　—　—　＿一－　—‘．－叩　峰值　５Ａ　’　蛙　Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．ｏｎ　Ｉｎｄ．Ａｐｐｌｉｃａｔ．，Ｍａｒ．／Ａｐｒ．　１９９６，３２（２）：２６０－２６８．　＿　二堙　＞　二　＿蝗　＞　［２】宋文祥，陈国呈，陈９１—９６．　ｔ／（５　ｍｓ／格）　（ｂ）ａ相有功电流　陈．基于矢量合成的三电平空间　！　皇　＝　电压矢量调制方法［Ｊ］．电工技术学报，２００７，２２（１Ｏ）：　【３］王付胜，邵章平，刘萍．三电平逆变器电流纹波分析　Ｓ　Ｓ　ｔ／（５　ｍｓ／格）（ａ）ａ棚无功电流　图４中点电位与无、有功间的关系　和ＬＣＬ滤波器设计【Ｊ］．２０１０，４４（１１）：３６－３８．　【４］刘子建，吴敏，桂武鸣．中点箝位式三电平逆变器空　间矢量脉宽调制方法的研究【Ｊ］坝４控技术，２００７，２６（１１）：　８０－８３　图４ａ为无功电流在不同值时的实验波形．可　见当ａ相电流峰值为５　Ａ时的中点电位波动大于　（上接第８０页）　图６为３９０　Ｖ输入，４８　Ｖ输出时不同输出功　率下输出电流在１０　Ａ，２０　Ａ，３０　Ａ，４０　Ａ，５Ｏ　Ａ时　振全桥变换器。试验结果表明，所设计的ＬＬＣ谐振　全桥变换器在额定输入电压条件下，输出全负载　对应的整机效率曲线。可见，在给定输入电压情况　下，输出全负载范围内变换器的效率都比较高。　范围内都实现了初级开关管的ＺＶＳ，次级整流二　极管的ＺＣＳ，并得到了较高效率，符合电源高功率　密度和高效的发展要求．具有广阔的应用前景。　一＿　＿　｜。　｜　ｆ　／　参考文献　［１】宋清亮．应用在通信二次电源中的ＬＬＣ串联谐振变换　器的研究［Ｊ］．通信电源技术，２００９，２６（２）：６－９．　／ｋＷ　【２］黄志武，唐明明．ＬＬＣ谐振全桥变换器在交流传动电　力机车充电机中的应用［Ｊ］．通信电源技术，２００９，２６（１）：　１—５．　图６效率曲线图　５　结　论　在此详细地介绍了ＬＬＣ谐振全桥变换器的基　本工作机理及主电路谐振腔的设计方法，同时介　绍了基于ＭＣ３３０６７的频率调制电路。并在此基础　【３】张军明．中功率ＤＣ／ＤＣ变流器模块标准化若干关键　问题的研究【Ｄ】．杭州：浙江大学，２００４．　［４］Ｂｏ　Ｙａｎｇ，Ｒｅｎｇａｎｇ　Ｃｈｅｎ，Ｆｒｅｄ　Ｃ　Ｌｅｅ．Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｍａｇｎｅｔ－　ｉｃ　ｆｏｒ　ＬＬＣ　Ｒｅｓｏｎａｎｔ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ａ］．ＩＥＥＥ　ＡＰＥＣ［Ｃ】．Ｄａｌ—　ｌａｓ，ＵＳＡ，２００２，１：３４６－３５１．　上设计了一款输出４８　Ｖ，２　ｋＷ功率等级的ＬＬＣ谐　８３