基于耦合电感与倍压电容的高增益Boost 变换器

2024-09-06 来源：步旅网

第38卷第2期Vol郾38摇No郾2

重庆工商大学学报(自然科学版)

JChongqingTechnol&BusinessUniv(NatSciEd)

2021年4月Apr郾2021

doi:10郾16055/j郾issn郾1672-058X郾2021郾0002郾012

基于耦合电感与倍压电容的高增益Boost变换器*

戴云飞,祝龙记

(安徽理工大学电气与信息工程学院,安徽淮南232001)

摘摇要:针对目前新能源发电系统中的DC/DC升压变换器,普遍存在着输出电压低、开关管峰值电压大等缺点,提出了一种基于耦合电感与倍压电容高增益Boost变换器;该变换器引入耦合电感以及两个倍压电容提高了电压增益;所提结构有效吸收漏感能量,降低开关管电压应力和变换器的损耗,抑制开关管电压尖峰,实现开关管的零电流开通,并且利用耦合电感副边绕组漏感的能量解决了输出二极管的反向恢复问题;利用Matlab对所提变换器进行仿真实验,对变换器进行稳态分析,并得出变换器在不同输出功率下的效率。

关键词:耦合电感;倍压电容;零电流开通;Boost变换器

中图分类号:TM46摇摇摇文献标志码:A摇摇摇文章编号:1672-058X(2021)02-0075-07

11]的Boost变换器中电容两端的电压值和开关管的电流应力有所降低,多个单元的结合进一步降低了功率损耗,但电路同样器件过多,控制复杂,且存

随着社会经济的发展,光伏、燃料电池等新能源发电技术应用占比越来越高,而新能源发电装置的输出电压较低,无法直接实现逆变并网,因此需要通过Boost变换器来提升发电输出电压[1-3]。传统的升压变换器在占空比接近1时,才可以输出较高的电压。寄生电阻的存在导致输出效率低、开关管的导通损耗较大。尖峰电压的存在也会减少开关管的寿命。此外,输出二极管反向恢复问题也会增加二极管的损耗,引起较大的电磁干扰,降低变换器的可靠性[4-6]。针对上述问题,国内外学者已经得出了不少研究成果。文献[7-9]中Boost变换器采用级联变换器拓扑结构,提高了电压增益,实现了输入电流的连续,同时降低了开关管应力,但级联拓扑结构

在开关管电压尖峰等缺点。文献[12]中变换器使用了两只开关管来控制,实际上只有一个开关管参与了升压,虽然提高了电压增益,降低了电压尖峰,解决了漏感能量回收问题,但变换器的效率不高。文献[13]介绍了一种无源钳位电路的高增益变换器实现开关管的零电压关断,提高变换器的效率,同时可以加入倍压单元结构,来极大地提升输出端电压,但变换器中缓冲电路的无源器件过多导致输出的功率密度有所下降。文献[14-16]提出的三绕组耦合电感的变换器磁性元件体积较大,降低了功率密度,使结构变得复杂。

综上所述,本文提出了一种单开关管控制、零电流开通Boost变换器。所提变换器采用无源无损钳

摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇0摇引摇言

摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇包含器件较多使得变换器的效率较低。文献[10-位电路降低了开关管电压尖峰,同时减少了开关管

摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇

摇摇收稿日期:2020-03-09;修回日期:2020-05-10.摇*基金项目:国家自然科学基金项目(U1610120).

作者简介:戴云飞(1995—),男,安徽宣城人,硕士研究生,从事电力电子与电力传动研究.

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损耗。耦合电感副边绕组漏感解决输出二极管的反向恢复问题。将所提变换器与传统升压变换器进行了仿真对比实验,结果显示增加倍压电容和耦合电感之后,变换器的电压增益和效率均得到了显著提高[17-18]。

更高的电压。

变换器的工作过程可以分为5个时间模态。变换器在各个时段内各器件电流/电压的主要波形如图2所示,变换器在不同的工作状态下的等效电路图如图3所示,其中加粗黑线为电流流经回路。结合图2和图3对其工作状态进行分析。

1摇变换器拓扑结构

1郾1摇拓扑结构分析

本文所提的Boost变换器的拓扑结构如图1所

示。图1中Uin为输入电压源,S为功率开关管,耦合电感部分由原边L1、副边L2、励磁电感Lm、漏感Ls构成,iL1、iL2、iLm分别为流过L1、L2、Lm的电流。C1

为储能电容,C2和C3为倍压电容,UC1、UC2、UC3分别为C1、C2、C3上的电压。Da为钳位二极管,Db、Dc为续流二极管,Do为输出二极管,C0为输出滤波电容,R为负载电阻。该变换器将两个倍压电容串联在耦合电感副边L2左右两边,Db、Dc分别并联在两个倍压电容和L2的支路。由储能电容C1和钳位二极管Da构成的钳位电路对开关管S两端电压起钳位作用,吸收并利用其能量,从而降低开关管电压尖峰。

图2摇电路主要工作波形

Fig.2摇Mainworkingwaveformsofthecircuit

(a)工作状态1

图1摇耦合电感倍压变换器拓扑结构Fig.1摇Topologyofcoupledinductorvoltage

doublerconverter

变换器中的耦合电感是一个由原边电感L1和副边电感L2构成的理想变压器,并联上励磁电感Lm,再串联上漏感Ls,Ls为副边漏感折算到原边的漏感以及原边漏感[17]。当开关管S导通时,电源给漏感Ls和励磁电感Lm储能,L2、C2与Db形成半谐振回路,L2、C3与Dc形成另一个半谐振回路。当开关管S断开时,电容C1、C2和C3、输出二极管Do、耦合电感副边L2和负载电阻R组成回路,为负载提供

(b)工作状态2

(c)工作状态3

77(3)

U0如式(3)所示。iLs继续下降直到为零。

U0=UC1+UC2+UC3+UL2

此时,负载由C1、C2、C3和耦合电感的副边L2提供能量,Lm中的能量向负载传递,iLm不断地下降。

(d)工作状态4

模态4(t3-t4):二极管Da在t3时刻反向关断,

续为负载提供能量,由于Ls和Lm的存在,流过S的电流缓慢上升,直到Ls上的电流iLs和Lm上的电流iLm相等,iL2下降为零。输出二极管Do上的电流也恢复到零,并无反向电流通过,一定程度上解决了二极管的反向恢复问题。电路变成了模态1,后面的

(e)工作状态5

图3摇所提变换器的主要工作状态

Fig.3摇Mainworkingstatusformentionedconverters

模态5(t4-t5):开关管S在t4时刻导通,L2持

状态重复,不一一叙述。

从电路的工作状态分析看出,耦合电感主要承担能量的储存和转移,倍压电容主要起电压的叠加及升压的作用,为负载电阻提供持续的能量输出,同时提高了电压增益。储能电容吸收耦合电感的励磁电感能量,来提高变换器的电压增益,同时降低开关管的电压应力和电压尖峰。

极管Da和输出二极管Do反向关断,电源Uin、漏感Ls、励磁电感Lm和开关管S构成输入电流回路,此时电源Uin为耦合电感的励磁绕组Lm和漏感Ls充电,电流iLm和iLs线性上升,Lm的电压和电流情况如流二极管De形成回路,同时与倍压电容C3、续流二UC3开始升高。输出电容C0看作一个稳压电源,一直为负载输出稳定的电压。

Vin

iLm(t)=ILm(t0)+(t-t0)

ULm(t)=Vin

(1)(2)

式(1)、式(2)。耦合电感副边L2与倍压电容C2、续极管Dc形成另一个回路,两个倍压电容电压UC2、

模态1(t0-t1):开关管S在t0时刻导通,钳位二

2摇增益变换器的性能分析

由于该变换器耦合电感副边漏感的电流缓慢下降,抑制了输出二极管Do的反向恢复问题,所以该变换器工作模态是处在连续导通模式下的,下面对电路的电压增益、电压应力进行分析。2郾1摇电压增益的计算过程

工作状态1、3为主要工作状态,工作状态2、4、5为过渡工作状态,所以在计算时选取工作状态1、3的过程。由工作状态1电路分析,直流电源给励磁电感Lm和漏感Ls充电,可得出励磁电感两端电压为Vin。

耦合电感副边绕组L2为励磁电感L1的N倍如

感L1由于电流下降,其感应电压UL1方向发生改变,当UL1大于Da导通电压时,Da导通。Ls和Lm给C1充电,C1开始储能。t2时刻,iLs与iLm下降至相同时,流过电感L2的电流iL2下降为零,L2与C2、C3谐振结束。

模态3(t2-t3):由于L1的极性发生改变,L2极

模态2(t1-t2):t1时刻,开关管S关断,耦合电

式(4),L2同时与倍压电容C2、C3发生谐振,两个倍压电容两端的电压等于L2两端电压如式(5)。

UC1=UC2=UL2=NUin

UL2=NUin

(4)(5)

性也要发生改变,iL2也开始缓慢上升。输出二极管Do的两端电压达到导通电压时,Do导通。倍压电容C2、C3和储能电容C1,耦合电感励磁电感Lm、副边L2中储存的能量开始向负载传递,负载两端电压

式(4)中,N为耦合电感副边和原边匝数比。

工作状态3中,负载电阻由输入电压源Uin、储

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能电容C1、倍压电容C2、C3和耦合电感L1、L2持续输入能量,可以得出励磁电感两端的电压:

U0NULm=-Uin-U

1+N1+Nin

(6)

USS.max=UC1=

UC1=

根据式(6),结合励磁电感Lm的伏秒平衡原理,可以得出:

开关管S导通时,S的两端电势为零,因此钳位二极管Da两端电压即为储能电容两端最大电压:

UsDa.amx=UC1-0=

U=U0/[1+(2-D)N]1-Din

1U0

=U0/[1+(2-D)N](10)

1-DM

1U1-Din

(9)

乙

Dts

Vindt-

乙

æU0öN

-Uin-Uindt=0

Dtsè1+N1+Nø

其中,ts为变换器工作一个周期的时间。

由此得出变换器的电压增益为

U01+N

=M=+NUin1-D

(7)

态3时两个续流二极管反向关断,其电压与UDb、UDc

(8)

相等,都为

UDb=UDc=UsDb.max=UsDc.max=

耦合电感副边L2为两个倍压电容充电,工作状

(11)

从式(8)的电压增益可知,与传统的升压变换器相比,采用倍压电容与耦合电感的设计,较大地提高了变换器的输出电压。根据式(8)绘制了不同占空比、不同匝数比的电压增益曲线,如图4所示。随着匝数的增加或占空比的增加,电压增益都会大大增加。利用该变换器来解决极限占空比的问题,并且设计合适的匝数比,来优化该变换器的负载调节性能。图4同时显示了所提变换器中耦合电感随着匝数比N不断地改变时,占空比对电压增益的影响。该变换器在相同占空比时,匝数比N与电压增益成正比,电压增益的范围也增大了。

当U0一定时,占空比和耦合电感匝数比共同影响着开关管S和二极管的电压应力。假设D取定值时,匝数比越大,S和Da两端的电压应力越小,同时续流二极管两端的电压越大。因此,该变换器中耦合电感匝数比不应太大。

U=NU0/[1+(2-D)N]1-Din

(12)

3摇仿真结果及分析

为了验证所提变换器可以实现高电压增益、高效率,在Matlab中搭建了耦合电感倍压电容Boost变换器和传统Boost变换器的仿真模型,将两种变换器模型进行了对比。

电感的原、副边电感分别为L1=35mH、L2=35mH;耦合电感的匝数比N=1;储能电容C1=500滋F;两

Boost变换器参数为:输入电压Uin=50V,耦合

图4摇占空比、匝数与电压增益关系Fig.4摇Relationshipbetweendutycycle,

numberofturnsandvoltagegain

个倍压电容的容值相等,C2=C3=47滋F;输出电容C0=100滋F;输出负载R=500赘;开关频率f=所提变换器进行对比分析。

50kHz。传统Boost变换器中的相关参数相同,与

将变换器的占空比设置为D=0郾6,分别得出了两种变换器仿真模型的输出电压波形(图5)。从图5(a)和图5(b)对比看出,在两个占空比相等情况下,传统升压变换器的输出电压最终稳定在148郾3V,升压约为3倍,而耦合电感倍压电容Boost

2郾2摇电压应力的分析

由工作状态3的电路分析,由于L1、S、Da及C1

组成一个传统的Boost变换器,储能电容C1的电压如式(9),忽略钳位二极管的压降,开关管S的电压钳位在储能电容的电压UC1,所以可以得出开关管S电压应力为

变换器的输出电压最终稳定在293郾8V,升压约为6倍。在相同的工作条件下,所提变换器趋于稳定电压的时间更短。

(c)传统变换器开关管S电流波形

(a)传统升压变换器U0电压波形

(d)开关管S电流波形

(e)输出二极管Do电流波形

(b)所提升压变换器U0电压波形图5摇两种变换器输出电压波形对比

图6摇开关器件的电压/电流波形

Fig.6摇Thevoltage/currentwaveformofswitchingdevice

将图6(a)、图6(b)波形进行对比,本文变换器的开关管电压尖峰要远远低于传统变换器,得出该变换器可以降低开关管电压尖峰。由图6(b)、图6(c)开关管的电压、电流波形看出:开关管导通时,流过开关管的电流缓缓上升,此时,开关管两端的电压为零,实现了开关管的零电流开通。从图6(a)、图6(c)看出:传统Boost变换器无法实现零电流开通。由图6(e)的波形看出,流过输出二极管Do的电流缓慢恢复到零,没有反向电流的流过,一定程度上解决了二极管的反向恢复问题。

图7显示了两种变换器在不同输出功率时的效率曲线。当变换器的功率在0~300W间改变时,所提变换器的效率能达到94郾33%,而传统变换器最大为92%,变换器效率有一定的提高。

图7摇Boost变换器输出效率对比

Fig.7摇ComparisonofoutputefficiencyofBoostconverter

4摇结束语

(a)传统变换器开关管S的电压波形

提出了一种倍压单元耦合电感高增益Boost变换器,通过Matlab仿真实验,验证了该变换器的高增益和高输出效率。该变换器只使用一个开关管,驱动电路简单,可靠性好。变换器采用耦合电感和倍压单元组成电路,合理调节耦合电感的匝数比,来

(b)开关管S的电压波形实现输出电压的高增益。钳位电路的增加,吸收了

重庆工商大学学报(自然科学版)第38卷

漏感的能量,基本消除了开关管的电压尖峰。此外,该变换器也解决了输出二极管的反向恢复问题。本文电路器件不多,控制简单,可应用于光伏、风力发电等新能源发电系统的耦合电感升压变换器。参考文献(References):

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Huainan232001,China)

Abstract:InviewofthedisadvantagesofDC/DCboostconverterinnewenergygenerationsystem,suchaslowoutputvoltageandlargepeakvoltageofswitchtube,aboostconverterbasedoncouplinginductorandvoltagemultipliercapacitorisproposed.Thecouplinginductorandtwovoltagedoublingcapacitorsareintroducedintothesuppressthevoltagespikeoftheswitchtube,realizethezerocurrentturn鄄onoftheswitchtube,andsolvethereverserecoveryproblemoftheoutputdiodebytheleakageinductanceofthesecondarywindingofthecouplinginductor.Matlabisusedtosimulatetheproposedconverter,analyzethesteadystateoftheconverter,andgettheefficiencyoftheconverterunderdifferentoutputpower.

Keywords:coupledinductance;voltage鄄doublingcapacitor;zerocurrentturn鄄on;Boostconverter

责任编辑:罗姗姗

convertertoimprovethevoltagegain,reducethevoltagestressoftheswitchtubeandthelossoftheconverter,

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摇摇引用本文/Citethispaper:

75—81

戴云飞,祝龙记.基于耦合电感与倍压电容的高增益Boost变换器[J].重庆工商大学学报(自然科学版),2021,38(2):DAIYF,ZHULJ.HighGainBoostConverterBasedonCoupledInductorandVoltageDoubledCapacitor[J].JournalofChongqingTechnologyandBusinessUniversity(NaturalScienceEdition),2021,38(2):75—81

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